半桥三电平变换器的移相控制

王归新，徐春雷，张 红，刘行文，游文娟

（三峡大学，湖北宜昌443002）

半桥三电平变换器的移相控制

王归新，徐春雷，张 红，刘行文，游文娟

（三峡大学，湖北宜昌443002）

针对4000V高压直流电压输入的变换器，提出了一种半桥三电平电路拓扑，并分析其工作原理和状态，采用移相控制方法实现了开关管的ZVS，并根据输入电压和输出电压的要求，设计出了电路的参数，利用相关仿真进行了验证。该变换器的工作原理在一个2kW的原理样机上得到了验证。

高压；半桥；三电平；ZVS

1 引言

在输入电压为直流4000V，输出为直流600V的开关电源中，考虑到电路所需IGBT的耐压值、线路的损耗、线路的传输效率、控制方法的简单性以及线路的经济性等要求，提出了高压半桥三电平变换器电路拓扑，并采用移相控制方法对线路的参数进行了确定，最后进行了仿真和小型样机验证。如图1所示为半桥三电平变换器电路拓扑，Cd1和Cd2是分压电容，它们的容值相等，Cd1和Cd2上的电压均为输入电压的一半，D11和D12为续流二极管。Q1、Q2、Q3和Q4为半桥电路的开关管，其中Q1和Q2组成上桥臂；Q3和Q4组成下桥臂；Q1和Q4导通信号互补，Q2和Q3的导通信号互补，其导通信号之间的关系如图2所示。D1-D4分别为Q1-Q4的内部寄生的反并联二极管，C1-C4分别为Q1-Q4的结电容。不难分析出4个开关管的电压应力为输入电压的一半，为了实现开关管的零电压开通，在Q2和Q3之间引入Css1为联结电容，它的容值很大，当系统处于稳态时，Css1上的电压为输入电压的一半，因此当超前管开关时，滞后管的结电容不参与谐振，同理当滞后管开关时，超前管的结电容不参与谐振。Lr为谐振电感（包括线路中的电感和变压器中的漏感），谐振电感和开关管的结电容共同作用来实现4个管子的ZVS。Lf为滤波电感，其值比Lr大很多，Cf为稳压电容，其容值很大。

图1 半桥三电平变换器电路拓扑

图2 Q1-Q4触发信号

2 状态分析和开关管的ZVS

如图2所示为Q1-Q4触发信号，一个开关周期中，电路有8个开关状态。假定所有的元器件都是理想的，并且滤波电感Lf≫Lr，，其中CLag为开关管的结电容。T0与T1之间和T4到T5之间均为Q1与Q4的死区时间，T2与T3之间和T6与T7之间均为Q2和Q3的死区时间。

2．1 开关状态0：T0时刻之前

在T0时刻之前，Q1、Q2处于关断状态，Q3、Q4处于导通状态；Q3和Q4的电压均为0V；由于Css1的缘故使得Q1和Q2的电压均为输入电压的一半即0．5Vin；VAB＝-0．5Vin，VD2导通，VD1截止。

2．2 开关状态1：【T0，T1】

在T0时刻关断Q4，由于开关管的开关存在延时，因此Q4延时一段时间后，在T0与T1中的某一时刻真正关断，即Q4的电流变为0，电压变为0．5Vin，因此，Q1的电压变为0V，并且从Q4电流变为0的那一刻起，Css1开始对Q1放电，由于Q3一直处于导通状态，其电压为0，Q2的电压为0．5Vin，因此，D12自然导通。

2．3 开关状态2：【T1，T2】

T1时刻，开通Q1，由于D12自然导通，使得Q1的电压保持在0V，因此在T1时刻开通Q1属于实现了超前管的ZVS。T1到T2的时间段内，Q1和Q3保持开通状态，Q2和Q4保持关断状态，这个时间段内Css1一直在放电，这个放电过程一直到T2时刻Q3关断才结束。

2．4 开关状态3：【T2，T3】

T2时刻关断Q3，Css1放电过程结束，并且随着Q3的关断，Css1开始充电，C3开始充电。当Q3延迟一段时间电流变为0，电压升为0．5Vin后，由于Css1的作用，使得Q2的电压保持为0V，T0到T3时间段内，变压器二次侧均没有电流。

2．5 开关状态4：【T3，T4】

T3时刻开通Q2，由于T3时刻前Q3的电压保持0．5Vin，使得Q2的电压为0，因此在T3时刻开通Q2实现了滞后管的零电压开通，降低损耗。T3时刻之后，很显然上桥臂的两个开关管Q1和Q2是开通状态，下桥臂的两个开关管Q3和Q4是关断状态，此时Q1和Q2上的电压均为0V，Q3和Q4上的电压均为0．5Vin，A点电位为输入电压，B点电位为输入电压的一半，VAB＝VA-VB＝0．5Vin，因此Q1和Q2上的电流增加，谐振电感上的电流ip增加，变压器二次侧VD1导通，VD2截止。

2．6 开关状态5：【T4，T5】

T4时刻关断Q1，ip对C1充电,同时通过Css1对C4放电，由于谐振电感和滤波电感是串联的，后者的值很大，因此可以认为ip是几乎不变的。C1上的电压从0开始上升,Q4的电压从0．5Vin开始下降，Q1电流开始减小，当Q1的电压上升至0．5Vin时，Q4的电压下降到0V，D11自然导通。

2．7 开关状态6：【T5，T6】

D11自然导通后，将Q4的电压钳在0V,因此在T5时刻开通Q4实现了超前管的ZVS。在这段时间里，ip的值等于换算到圆边的滤波电感的电流，T6时刻ip的值下降到Q2中的电流值，并且在T6时刻Css1放电过程结束，此时Css1的电压最低。

2．8 开关状态7：【T6，T7】

在T6时刻关断Q2,谐振电感中的电流ip给Q2的结电容充电，同时通过Css1给C3放电，使得Q2的电压从0V开始上升，Q3上的电压开始从0．5Vin下降，到T6之后的某一时刻Q2的电压上升到0．5Vin，Q3上的电压就下降到了0V,和Q3反并联的二极管D3自然导通。

2．9 开关状态8：【T7，T8】

由于D3的自然导通，因此在T7时刻可以零电压开通Q3。T7时刻之后，很显然上桥臂的两个开关管Q1和Q2是关断状态，下桥臂的两个开关管Q3和Q4是开通状态，此时Q1和Q2上的电压均为0．5Vin，Q3和Q4上的电压均为0V，A点电位为0V，B点电位为输入电压的一半，VAB＝0-VB＝-0．5Vin，因此谐振电感上的电流ip反方向流动，Q3和Q4上的电流增加，变压器二次侧VD2导通，VD1截止。

3 控制信号的产生

半桥三电平电路的控制策略是采用移相控制，因此采用UCC3895［2］移相控制芯片来产生电路所需要的PWM信号。UCC3895内部包含误差放大器、PWM比较器、PWM锁存器、延时电路、输出驱动电路、自适应延时设定比较器、欠压封锁比较器、基准电压正常比较器、电流取样比较器和过流比较器等。

3．1 移相控制信号的产生

如图3所示为UCC3895结构图及相应的PWM驱动。RT和CT分别为振荡器的定时电阻和定时电容，它们共同决定振荡器的工作频率。脚3RAMP接电流取样信号CS，决定谐波电压的斜率，从而可以使A端和C端输出的脉冲具有一定的相移，B端与D端输出的脉冲具有一定的相移。脚9DELAB为AB互补输出端之间的延时调整，可以调整输出端A和B之间的死区时间，脚10DELCD为CD互补输出端之间的延时调整，可以调整输出端A和B之间的死区时间，这段延时加到半桥变换器的两个互补输出脉冲之间，可以通过调节R6、R7来改变死区时间。

3．2 控制芯片外围主要元件参数的确定

根据以下公式，系统中的频率f＝20kHz，取RT＝100kΩ，经计算CT＝4700pF。

图3 UCC3895结构图及相应的PWM驱动

根据公式（2）、（3）、（4）以及系统中互补的两个开关管的死区时间为300ns，因此带入下面的等式中可以求得RDELAB＝RDELCD＝38kΩ。

4 Matlab仿真结果

输入为4000V直流，输出要求600V直流时的仿真结果如图4所示。

图4 仿真结果图

由图4可以明显看到，4个开关管均实现了零电压开通，并且它们的电压应力为输入电压的一半，输出电压达到要求的值且波形稳定，系统的传输效率较高，线路损耗比较小，证明这种移相控制的半桥三电平电路很适合高压输入的大功率用电场合。

5 试验样机电路参数的设计

根据本实验室现有的元器件搭建一个输入Vin为直流240V，输出V0为50V，负载电流I0为10A，开关频率f＝20kHz的试验样机来验证这种控制方式下的高压半桥三电平变换器的效果。

（1）主电路中元器件的参数确定以及选型

根据以下公式，取副边有效占空比的最大值Deff-max为0．8，整流二极管的压降VD取0．5V，代入公式求得变压器的变比K＝1．9,因此取原边匝数N＝20，副边匝数N1＝N2＝10，那么K＝2，此时Deff-max＝0．84。

根据公式（6），取丢失的占空比最大为0．1，代入公式求得谐振电感Lr＝24μH,选择Lr＝30μH，此时Dloss-max＝0．128，有Dp-max＝Deff-max＋Dloss-max＝0．965＜1,因此所取得谐振电感的值是合理的。

（2）根据元件库的存货以及所需要的参数，对元器件进行选型

C1＝C2＝C3＝6600e-6F,它们均用3个型号为NIPPON CHEMION RWE 85摄氏度400V 2200μF的电解电容并联组成；联结电容Css1＝2200μF，直接选用型号为NIPPON CHEMION RWE 85摄氏度400V 2200μF的电解电容。

D11和D12以及VD1、VD2选择型号为DS145-08A的快恢复二极管。

开关管Q1-Q4选择有反并联二极管的K75T60，负载选择2个10Ω的发热炉子并联。

从实验结果可以看出，半桥三电平变换器以及其移相控制策略很好地实现了预期目的，实验样机完全达到了要求。

6 结论

本文结合移相控制策略对半桥三电平变换器进行了理论分析，这种控制策略不仅可以使半桥电路工作在三电平状态，还满足输出电压稳定和开关管电压应力为输入电压的一半的优势。本文对高压半桥三电平电路进行了仿真，设计了一个小功率的实验样机并进行了试验，结果表明半桥三电平变换器以及其对应的移相控制是可行的，对于高压大功率场合同样适用。

［1］阮新波，许大宇．一向控制零电压开关三电平变换器［J］．电工技术学报．

［2］UCC3895资料［Z］．

［3］张廷鹏，吴铁军．通信用高频开关电源［M］．北京：人民邮电出版社，1998．

［4］贺宝财．BICMOS相移谐振PWM控制器UCC3895原理及应用．

A phase shift control for the half-bridge three-level converter

WANG Gui-Xin，XU Chun-lei，ZHANG Hong，LIU Xing-wen，YOU Wen-juan
（China Three Gorges University，Yichang 443002，China）

In view of 4000V high-voltage DC input voltage converter,a half-bridge three-level circuit topology is proposed,and its working principle and status are analyzed．The phase shift control method is adopted to accomplish the ZVS switching tube,the parameters of the circuit are designed according to the requirements of the input and output voltage．The simulations is also performed．Finally the working principle of this converter is verified on a 2kW prototype．

high voltage;half-bridge;three-level;ZVS

TP212

A

王归新（1961-），男，湖北黄梅人，汉族，副教授，工学博士，研究方向为电力电子与电力传动。

徐春雷（1987-），女，河南驻马店人，汉族，研究生，研究方向为电力电子技术与应用。

张 红，女，土家族，研究生，研究方向为电力电子与电力传动。

刘兴文，男，汉族，研究生，研究方向为电力电子与电力传动。

游文娟，女，汉族，研究生，研究方向为电力电子与电力传动。

2013-04-11

1005—7277（2014）01—0020—03