高功率因数大功率LED路灯驱动电源的设计

时间：2024-09-03

江阴职业技术学院石宏伟朱征宇佘杰

引言

LED（light emitting diode）具有发光效率高、功耗小、寿命长、光污染小、光线质量高等优点，已在各个领域得到广泛应用。近些年随着大功率的LED发光技术的升级，大功率的白光LED越来越多的被应用于通用照明领域。可以说，作为新一代光源，LED的应用已经成为照明的发展方向。目前LED应用的热点之一是LED的道路照明。

LED路灯的电源控制和驱动系统是保证其功能和高效的重要基础。文章结合大功率LED驱动电源的发展现状，提出了一款基于PLC810PG的半桥LLC谐振式的LED路灯开关电源的设计方案，把输入分压与半桥两个开关各自形成一路Boost电路，实现了功率因数校正作用，后级采用LLC谐振负载网络，实现了软开关，提高了工作效率。

1.系统结构

图1 系统结构图

图2 输入EMI滤波电路和桥式整流滤波电路

由于LED路灯功率较高，LED路灯电源不宜再沿用单开关反激式电路，而必须采用支持相应功率的电路拓扑，例如半桥LLC谐振拓扑结构。如图1所示，Q1和Q2是半桥开关管（MOSFET），半桥谐振网络中选用的是LLC结构，Cr、Lr和变压器T1初级绕组线圈Lm组成LLC谐振网络。Lb1、Q1、Dds2、Cb组成一路boost电路，Lb2、Q2、Dds1、Cb组成另一路boost电路，两个boost电路工作在断续模式下，作为天然的功率因数校正器。其中Lr为变压器的漏感，Lm为变压器的励磁电感。

2.输入EMI滤波电路和桥式整流电路

从频率的角度看，EMI滤波器属于低通滤波器。它能毫无衰减地把直流电和工频交流电传输到开关电源，不但可以大大地衰减从电网引入的外部电磁干扰，还可以避免开关电源设备本身向外部发出噪声干扰，以免影响其他电子设备的正常工作。本设计中采用的EMI滤波器基本结构如图2所示。

市电交流220V输入后，经由电容C1、C2、C3、C4、C5、C6和共模电感器L1、L2组成的输入EMI滤波器滤波，R1～R3在交流电源切断时为电容放电提供通路。热敏电阻RT1用来在电源系统启动时限制浪涌电流。当电路正常工作后，继电器RL1将RT1旁路，RT1中几乎无电流流过，不再有功率损耗，从而使电源效率提高1%～1.5%。BR1为桥式整流器，C7是滤波电容。

3.半桥LLC谐振电路

半桥双电感加单电容（LLC）谐振转换器能提供较大的输出功率，保证半桥MOSFET的零电压开关（ZVS），具有较高的效率，基本结构如图1所示。在图1中，Q1和Q2是半桥开关（MOSFET），Cr、Lr和变压器T1初级绕组线圈LM组成LLC谐振变换器。

本文设计的LED路灯照明用驱动电源（图3）中，Q1，Q2为半桥功率开关管（MOSFET）。C39为谐振电容，变压器T1的初级绕组与其构成LLC谐振回路（通常将图1中的Lr结合进变压器初级之中，对于图3所示的电路拓扑，仍称作LLC谐振结构，而不称其为LC谐振拓扑）。T1的次级输出经全波整流二极管、C37、C38整流滤波后产生52V直流电压输出，作为LED路灯模块的电源驱动。

图3 PFC和LLC控制电路

3.1 电路主要元器件参数设计

系统的额定输出功率100W，输出电压为52V，两个boost电感的值可由表达式（1）计算得到：

由于输出功率P0=ηPin，效率值为90%，一般母线电压为1.2倍峰值输入，由此可求出系统的两个boost电感值。我们在当系统工作在fr的频率下来进行分析，此时LLC电路的电压增益为1，即可求出变压器的匝比为

图（3）中C39不仅起电容隔直的作用，也为负半周的谐振提供能量。且C39两端最大电压满足

图4 半桥中点电压以及二极管Dr2电流波形

图5 半桥开关管Q1的电压、电流波形

图6 负载特性测试

其中fmax表示最大的开关频率，由表达式（3）可求出C39的值。由于系统工作频率我们将fr取100kHz，则可求出系统中的Lr的值。

而由表达式（4）也可求出系统的励磁电感取值。

最终取值为：

Lb1=Lb2=400μH，Lr=112μH，Lm=600μH，C39=22nF，

T1匝比为n=4。

3.2 LLC的变压器T1的设计

变压器T1使用ETD39磁心和18引脚骨架。先绕次级绕组，次级绕组使用175股40AWG（Φ为0.08mm）李兹线（即绞合线），从引脚10到引脚12，再从引脚11到引脚13各绕9匝，并覆盖2层聚酯膜。初级绕组使用75股40AWG（Φ为0.08mm）绞合线，从7引脚开始到9引脚结束，绕36匝，再绕2层聚酯膜。其电感量是820μH（±10%），漏感是100μH（±10%)。将分成两部分的磁心插入骨架中对接在一起，在磁心外面用10mm宽的铜皮绕一层，用焊锡将接缝焊牢，再在铜皮与引脚2之间焊接一段Φ为0.5mm的铜线。在铜皮外部用聚酯膜覆盖起来。

3.3 基于PLC810PG的LLC控制电路

PLC810PG的CCM PFC控制器只有4个引脚（除接地端外），是目前引脚最少的CCM PFC控制器。这种PFC控制器主要是由运算跨导放大器（OTA）、分立电压可编程放大器（DVGA）和低通滤波器（LPF）、PWM电路、PFC MOSFET驱动器（在引脚GATEP上输出）及保护电路组成的。PFC控制器有两个输入引脚，即引脚ISP（3）和FBP（23）。FBP引脚是PFC升压变换器输出DC升压电压的反馈端，连接OTA的同相输入端。OTA输出可视为是PFC控制器等效乘法器的一个输入。OTA在引脚VCOMP（1）上的输出，连接频率补偿元件。反馈环路的作用是执行PFC输出DC电压调节和过电压及电压过低保护。IC引脚FBP的内部参考电压VFBPREF=2.2V。如果引脚FBP上的电压VFBP＞VOVN=1.05×2.2V=2.31V，IC则提供过电压（OV）保护，在引脚GATEP上的输出阻断。如果电压不足使VFBP＜VIN（L)=0.23×2.2V=0.506V，PFC电路则被禁止。如果VFBP＜VSD（L)=0.64×2.2V=1.408V，LLC级将关闭。PLC810PG的ISP引脚是PFC电流传感输入，用作PFC算法控制并提供过电流（OC）保护。PFC在ISP引脚上的过电流保护（OCP）解扣电平是-480mV。

设计的电路中52V的输出由R67、R66采样，经稳压器U3，光电耦合器U2及R54、D16、R53等反馈到U1的FBL引脚，来执行输出电压调节和过电压保护。流入引脚FBL的电流越大，LLC级开关频率也就越高。最高开关频率由U1引脚FMAX与VREF之间的电阻R52设定。R49、R51、R53设置下限频率。C27是LLC级软启动电容，软启动时间由C27和R49，R51共同设定。

R59是T1初级电流感测电阻。R59上的电流感测信号经R47、C35滤波输入到U1的ISL引脚，以提供过电流保护。

偏置电压VCC经R37、R38分别加至U1的VCC和VCCL引脚，将U1模拟电源和数字电源分开。R55和铁氧体磁珠L7，在PFC与LLC地之间提供隔离。U1内半桥高端驱动器由自举二极管D8、电容C23和电阻R42供电。Q10和Q11散热器经C78连接到初级地（B-）。

4.PFC功率因数校正电路

L4、PFC开关（MOSFET）Q3、升压二极管D2和输出电容C9等组成PFC升压变换器主电路。在140～265VAC输入电压范围内，输出电压稳定在385VDC（B+与B-之间），并在BR1输入端产生正弦AC电流，使系统呈现纯电阻性负载，线路功率因数（PF）几乎等于1。晶体管Q4、Q5等组成Q3的缓冲级。R6和R8是PFC级电流传感电阻，二极管D3、D4在浪涌期间箝位R6和R8上的电压（即两个二极管上的正向压降）。

4.1 PFC升压电感器的设计

PFC升压电感器L4使用PQ32/20磁心和12引脚骨架，L4主绕组使用#20AWG（美国线规，约＜0.8mm）绝缘磁导线，从引脚1开始到引脚6终止，绕35匝，电感量是580μH（±10%)。在主绕组外面绕一层作绝缘用的聚酯膜。偏置绕组使用#28AWG（＜0.3mm)绝缘导线从引脚8开始绕2匝，到引脚7结束。在该绕组线圈外面绕3层聚酯膜。在磁心上包裹一层铜箔，并用＜0.5mm铜线将铜箔与9引脚焊接起来，作为屏蔽层。在铜箔外面再绕3层聚酯膜。

4.2 基于PLC810PG的PFC控制电路的设计

U1引脚GATEP上的PWM信号驱动PFC开关Q3。R6和R8上的电流传感信号经R45，C73滤波输入到U1引脚ISP，来执行PFC算法控制，并提供过电流保护。PFC输出电压VB+经R39～41、R43、R46和R50取样，并经C25滤除噪声，输入到U1引脚FBP，来执行PFC输出电压调节和过电压以及电压过低保护。U1引脚VCOMP外部R48，C26，C28为频率补偿元件。当引脚VCOMP上的信号较大时，Q20导通，将C26旁路，可使PFC控制环路能够快速响应。

5.实验研究

在本文以上分析设计的基础上，试制了一台100W/100kHz（2A/52V）大功率LED驱动电源的样机。实验电路参数如下：单相输入电压Uin=220V（50Hz），输出功率Po=100W，工作频率fr=100kHz，负载为欧司朗公司1W高亮LED，共分4路，每路25只LED。

图4所示为中点电压Vds2与副边二极管Dr2的电流波形，由图可知如图4（a），很明显在二极管关断前其电流已经到零，则二极管工作在ZCS状态，此时工作频率为90kHz；图4（b）为在二极管关断时，二极管电流恰好为零，此时系统工作在fr的工作频率上，fr为100kHz；图4（c）为在二极管关断前，二极管电流并不为零，此时副边的二极管失去了其ZCS特性，系统工作频率为125kHz。

图5所示为半桥开关管Q1的电压、电流波形，由图可知开关管工作在ZVS状态。

图6为100W样机测试波形，当其由45%～100%负载变化时，其PF大于0.96；THD在10%以内，满足IEEE519以及IEC61000－3－2标准；效率在87.2%～91.1%间变化，当系统满载时，其效率高达91.1%，母线电压由490V变为375V，满载时，母线电压为375V，纹波电压为5V，纹波频率为100Hz，由于输入为交流220V，则其交流输入电压峰值为311V，母线电压只略高于输入，不会达到二倍峰值输入，系统输出电压为52V，满载时纹波为1V。