Ku 频段60W 高效率功率放大器芯片设计

陈俊嵩，孙昊，郭跃伟，段磊，卢啸

（1.电子科技大学物理学院，四川成都，611731;2.河北博威集成电路有限公司，河北石家庄，050000）

0 引言

随着雷达系统，卫星通讯等应用的不断完善和进步，用户对于传输信息通量更大和可传输的距离更长的需求，对通讯系统中非常重要组成部分的功率放大器的要求也越来越高，小型化，大功率，高效率是当前以及未来射频功率放大器的必然趋势。

以GaN 为代表的的第三代宽禁带半导体材料的研究和应用是目前全球半导体研究的前沿和热点。采用GaAs、InP MMIC 工艺，更高频放大器输出功率只能达到百毫瓦水平[1～5]，而GaN 工艺它能在较高的频率范围获得较高的输出功率[6～7]。GaN 材料体现的宽带隙、高饱和电子漂移速度、高击穿电场、高热导率等优异性能，使GaN 基材料成为发展高频、宽带、高效率、大功率电子器件非常理想的半导体材料。

MMIC 集成度高，可以很好的满足小型化的需求，研究出能在小型单片上输出足够大功率的功率放大器具有重大意义。

2014 年K.Kanaya 等人研发了一款用于卫星通信的Ku波 段GaN 功 放MMIC[8]，在13.75～14.5GHz 工作频段，连续波输入的条件下，饱和输出功率达到20W，小信号增益为20dB。2018 年，东南大学的陶洪琪研制了一款基于GaN HEMT 的X 波段功放MMIC[9]。该放大器为三级级联放大结构，输出级由16 胞管芯合成。在28V 漏压脉冲测试条件下，8.5～10.5GHz 工作频率范围内输出功率大于60W。2023 年肖玮等人研制了0.20μm GaN HEMT 工艺研制了一款12 V 工作电压的Ku 频段功率放大器芯片[10]。芯片面积为2.8 mm×2.6 mm，在17.5～18.0 GHz、漏压12 V（连续波）条件下，典型饱和输出功率2.5 W，附加效率38%，功率增益大于20 dB，线性增益大于27 dB，满足星载高效率要求。

本次功率放大器芯片基于0.25μm GaN HEMT 工艺平台制作，工作在Ku 频段，利用三级级联放大结构，末级采用16 管胞进行功率合成。实现输出功率大于60W，功率附加效率大于35%，小信号增益大于30dB。

1 功率放大器电路设计

1.1 设计思路

设计射频功率放大器电路前，首先要确定晶体管栅宽。本次设计末级晶体管用16 胞合成，尺寸为10×85μm，驱动级管芯选择4 胞尺寸为10×85μm，输入级管芯为2 胞，尺寸为8×70μm。功率放大器的漏压为28V，栅压为-2.0V，对不同栅宽的晶体管进行负载牵引和源牵引，得到的端口阻抗来进行阻抗匹配电路设计。前级需要保证电路的绝对稳定，连接稳定电路，末级为了减小芯片面积，提高效率，将阻抗匹配网络和功率合成网络相结合。

1.2 稳定性电路和偏置网络

一般情况下，没有外加任何电路时，本次使用的GaN晶体管不是绝对稳定的，射频电路在某些工作频率和终端条件下有产生振荡的趋势，为了让功率放大器处于绝对稳定状态，即稳定性系数大于1。稳定性系数表达式如下：

在前两级管芯的栅偏置输入端接入电阻－电容RC 并联网络，并联电容是为了使晶体管有效栅极电容降低，能够提升整个电路的截止频率，并联电阻的作用为在不损失高频增益的情况下，保障功放芯片的稳定性，防止电路自激。在对晶体管漏极和栅极馈电时，需要通过偏置网络，作用是保证直流信号完整地传输到晶体管漏极和栅极，同时也要防止电路中的射频信号泄露流入到直流电源，射频电路中典型的偏置网络由四分之波长微带线和旁路电容接地组成，旁路电容容值较大，只有大于一定频率的信号才能通过，对于本次输入的射频信号是短路点，而对于直流信号无法通过旁路电容到地，由阻抗变换公式(3)可知：

四分之波长微带线可以把接地的短路点变为开路点，即完成了防止射频信号泄露的作用。本次为了进一步提高放大器效率和缩小版图面积，设计的偏置线比四分之波长更短，通过调谐偏置线长度和与之连接的匹配电路共同进行阻抗变换，后面在匹配网络设计部分还会详细说明。

1.3 匹配网络设计

功率放大器最终功率的输出大小和效率的高低，除了和晶体管本身饱和输出功率有关，阻抗匹配网络[11]的影响也很大。三级级联放大结构中，各级之间匹配网络着重点不同，其中输入匹配网络是将第一级管芯的输入阻抗匹配到源阻抗50Ω，主要改善输入反射系数，第一二极间匹配网络不再需要匹配到50Ω，而是将第一级管芯的输出阻抗共轭匹配到第二级管芯的输入阻抗。第二三级间匹配网络和末级输出匹配网络对于输出功率和功率附加效率的影响相比于前面匹配网络更大。二三级间匹配网络设计两节L 型网络，匹配到第三级管胞的输入阻抗。输出网络包括T 型匹配网络和功率合成器，实现对功率的合成和到负载端口的匹配。阻抗匹配电路结构分许多种，本次工作频率为15～18GHz，带宽为3GHz，中心频率为16.5GHz，相对工作带宽为18.2%，射频电路组件相对工作带宽大于15%，属于宽带放大器范围[12]，所以简单的窄带匹配不符合设计频带要求。选用集总参数元件和分布参数元件混合使用的匹配结构，即用微带线和电容组合的T 型匹配网络和多节L 型匹配结构，对于末级输出网络，其功率和漏电流较大，考虑电容的击穿和整体效率的提高，采用两个电容串联的形式，在版图中可以增大上下极板面积，防止电容被击穿。各级晶体管通过负载牵引和源牵引得到最佳阻抗，利用史密斯原图设计阻抗匹配电路。末级晶体管还需要牵引出二次谐波阻抗，在末级晶体管的漏极，通过设置合适的偏置线宽度和长度，可以控制输出信号的二次谐波阻抗，类似于F类功率放大器原理[13]，通过在漏极设计匹配网络对高次谐波进行处理得到想要的漏极电流和电压波形。由阻抗变换公式(3)可知，调整偏置线阻抗Z0 和电长度，可以把二次谐波分量近似短路，以提高功率附加效率。

1.4 功率合成网络设计

传统的功率合成网络为威尔金斯功率合成器，但在单片设计中，威尔金斯结构中的四分之波长线较长，无法将芯片面积做小。所以本次功率放大器芯片末级采用输出阻抗匹配与功率合成网络相结合的形式，漏极先通过T 型匹配电路将并联末级管芯输出阻抗匹配至合适的中间值，再在最后的输出端通过T 型结合成结构将并联阻抗变换为50Ω。T 型结合成结构示意图如图1 所示，相比于传统功率合成器尺寸更小，带宽更宽。最终功率放大器整体电路如图2 所示。

图1 T 型结合成网络

图2 整体电路

1.5 版图布局和热稳定

版图布局采用对称结构，在满足工艺规则要求下密集排版，相邻管胞之间共源连接，节省面积。电容采用MIM 电容，通过多层工艺实现。而由于芯片面积小，而有源区管芯较多，热量集中，在单片上实现大功率的一大难点就是散热问题。为了保证芯片的热稳定性，有源区晶体管采用源跨栅接地的方式，如图3 所示，因为衬底SiC 热导率良好，通孔远离热源即栅条热导率更好，多胞并联方式可以有效分散热源，降低芯片热阻，提高芯片的长期可靠性[14]。最终版图如图4 所示，芯片面积3.5×5.8mm2。

图3 源跨栅接地

图4 电路版图

2 实验结果

基于0.25μm GaN HEMT 工艺进行了电路制作，器件采用SiN 进行钝化保护，氮化硅（SiN）钝化层作为绝缘介质材料，还有避免电流崩塌对器件造成的损坏的作用[15]。设计并制作测试盒体对芯片进行性能测试，如图5 所示。待测前，仪器首先进行校准，使测试结果准确。先对栅极加电，再对漏极加电，栅压为-2.0V，漏压为28V（脉宽100μs，占空比10%）。测试系统如图6 所示。芯片测试曲线如图7 和图8 所示，测试频率为15～18GHz，从图7 可知输出功率大于60W，附加效率大于35%，图8 是小信号测试结果，小信号增益大于30dB，输入驻波比良好。

图5 测试盒体

图6 测试系统

图7 输出功率和功率附加效率

图8 输入驻波比和小信号增益

3 结论

本文基于0.25μm GaN 高电子迁移率晶体管(HEMT)工艺设计了一款工作在Ku 波段的大功率高效率功率放大器芯片。设计中优化了管芯尺寸和电路匹配网络，末级输出匹配网络和功率合成网络相结合，并且利用偏置线一起控制二次谐波分量，提高了效率。布局上针对散热问题进行了热稳定设计，改善了管芯结构和排列方式，设计电磁仿真结果和实测结果都显示了良好的性能指标，本文设计的GaN 功率放大器具有大功率、高效率并具有一定带宽等特点，在大功率功率放大器MMIC 领域很有竞争力。