基于UC3845的车载便携式智能手机充电器设计与研究

王秋妍 王道平 王凯 何敏 刘甜

（中国人民解放军火箭军工程大学 陕西省西安市 710025）

伴随着电子技术的发展，各类变换器对能量的控制更加高效，使得它们在能量转换领域得到了越来越广泛的应用[1]。车载手机充电器将车载12V 电源转换为5V/1A 的直流电，实现手机充电功能。目前能够实现这一功能的变换器可以采用不同的拓扑，例如Buck、反激式、正激式、推挽式等。本文基于Buck 拓扑结构设计一款车载手机充电器，介绍和分析了电路的工作原理和参数计算，并对仿真和实验结果进行分析。

1 车载手机充电器拓扑结构及外围元件

1.1 总体框图

本文设计的车载手机充电器系统框图如图1 所示，主要由电路主拓扑结构、控制驱动电路、反馈电路和辅助电源构成。

图1 所示，该充电器采用Buck 降压拓扑结构，以UC3845 为控制驱动芯片，控制、驱动功率MOS 管。系统利用光耦反馈电路采样输出信号，将输出信号反馈至控制芯片，以此来调整PWM 波的占空比，实现输出电压和电流的高精度控制。

1.2 Buck变换器拓扑结构

Buck 变换器可分为隔离型和非隔离型两种。非隔离型Buck 变换器的结构和控制相对简单，成本低，适用于功率比较小，不需要电气隔离的场合。隔离型Buck 变换器含有高频变压器，能够将输入和输出进行隔离，其结构和控制相对复杂，成本较高，主要应用在需要进行电气隔离的场合[2]。本文采用非隔离型Buck 拓扑结构，如图2 所示，其优点是电路结构简单、能量转换直接、动态响应快。

图2 中，Buck 变换器由起开关作用的功率管Q、储能电感L、续流二极管VD、滤波电容C 和负载电阻RL 组成。控制电路通过PWM 信号控制开关管Q 的导通与关断。PWM 信号高电平时功率管导通，电感储能，同时给负载提供能量；PWM 信号低电平时，功率管截止，电感通过二极管VD 释放能量，给负载提供能量，根据反馈信号，控制PWM 的占空比就可调节输出电压。由于输出电压低于输入电压，故Buck 变换器也称为降压变换器。Buck 拓扑结构中，二极管在开关管Q 截止期间为电感续流，故称之为续流二极管，为降低其自身损耗，一般选用具有较低正向导通压降的肖特基势垒二极管作为续流管。

1.3 功率开关管的选择

功率开关管在截止时，承受反向电压，为了保证开关管反向截止时能够承受12V 母线电压，功率管反向击穿电压VDSS 通常要大于2 倍的母线电压。

图1：系统总体框图

图2：Buck 型变换器原理图

图3：控制电路原理图

输入滤波电容允许纹波电流必须大于开关管电流交流分量有效值

图4：光耦反馈电路

通过分析可知，开关管反向击穿电压大于24V，平均电流有效值故主拓扑选择2N7002LT1 作为开关管，其导通电阻为7.5Ω（VGS=10V, ID=50mA），击穿电压VDSS 为60V ，漏极电流最大值为500μA（VDS =60 V，25°C），上升时间30ns，下降时间40ns，满足设计要求。

根据Buck 工作原理，电路输入电压V1=12V、输出电压Vo=5V，则占空比为：

Buck 变换器在输入电压稳定的情况下，输出电压Vo升高时，反馈信号将调节PWM 的占空比，使得占空比减小，从而降低输出电压；输出电压Vo降低时，反馈信号将调节PWM 的占空比，使得占空比增大，从而升高输出电压。因此，电路通过PWM 占空比控制开关管的导通和截止时间来稳定输出电压。

本文工作频率为40kHz，选择了肖特基二极管SS34，其反向耐压Vrrm 为40V，平均电流3A，反向最大电流100A，满足电路指标要求。

1.4 电容参数与选择

为了降低输入端纹波和噪声，常采用低ESR 的陶瓷电容，一般为4.7μF 输入电容，可根据实际情况适当增减。

开关稳压电源输出端滤波电容，其承受的电压频率可以高达数千甚至数十兆赫兹，为了减小开关管高频通断所带来的尖峰噪声，要求在工作时有较低的阻抗特性和良好的滤波性能。

开关稳压器的输出纹波电压通常为输出电压的0.2%-0.5%，在这里取输出滤波电容纹波电流为最大输出电流的10%-15%，本文取则输出纹波电压为：

考虑到电路母线电压和实际电容的高频特性，本文采用100μF/50V 的电解电容。

1.5 电感参数与选择

Buck 变换器在连续工作模式下其峰值电流为：

则电感可按公式计算：

考虑到留有一定的裕量，本文电感取为120μH。

2 控制电路设计

本文采用PWM 控制芯片UC3845 作为控制电路的主控芯片，这是一款高性能固定频率电流模式控制器。该控制器电压调整率好、频率响应特性好，具有欠压锁定（UVLO）、高增益误差放大器、电流取样比较器和大电流图腾柱输出等特点，成本低、外围电路简单，是驱动功率MOSFET 的理想器件[3]。

UC3845 是电流模式变换器，当占空比大于50%和连续电感电流时，会产生谐波振荡，这种不稳定性与稳定器的闭环特性无关。这种不稳定信号和系统环路之外的扰动信号是相互独立的，在保证系统环路稳定并有一定的裕量，对电流环扰动单独处理，本文采用图3 中的Q1、R1、R8、R9、C5构成斜率补偿电路。

2.1 振荡电路

根据UC3845 数据手册振荡电容和死区时间Tdead的关系曲线，当振荡电阻RT＞5kΩ，频率为40kHz 时，死区时间一般不应超过振荡周期的15%，则死区时间最大为Tdead=15%×25×10-6=3.75μs。所以振荡电容CT可选择2.2nF、4.7nF 或10nF，本文选择4.7nF。则振荡电阻为：

本文取值10kΩ。

2.2 反馈电路

反馈电路是将采样得到的输出信号返回到输入端，与输入信号进行比较从而控制输出电压。由于开关电源工作在开关状态，纹波比较大，要实现稳定的输出电压必须设计精度较高的反馈电路[4]。为了提高电路的精度和稳定性，本文采用如图4 所示的光耦反馈电路。

光耦反馈电路的调整过程为：当输出电压增大时，电阻R14分压增加，TL431 电流IAK变大，光耦TIL191 输入端流经发光二极管的电流也会增大，输出端电流增大致使R10两端电压增加，通过UC33845 内部负反馈使得PWM 占空比减小，从而调节输出电压使之降低。反之，当输出电压降低时，光耦反馈新信号使PWM 占空比增大，达到升高输出电压的目的。

TL431 参考电压VREF=2.5V 时，根据分压公式可得R7=R14，TL431 参考端电流Iref为2μA，为了减小噪声干扰，设定取样电阻电流为Iref的100 倍以上，这里选300μA，因此采样电阻为2.5V/300μA=8.3kΩ，经过实验这里取5.1kΩ。

图5：电路系统仿真波形

图6：实验波形图

TL431 最小阴极电流为1mA，发光二极管的导通压降取1.4V，反馈电流不超过50mA，则电阻R2的取值最大为：

这里取R2=1.1kΩ。采用光耦反馈电路可以将系统带宽做高，更容易获得比较好的动态特性，但是待机功耗比较高。

3 仿真和测试结果及分析

3.1 仿真电路分析

电路仿真是分析和设计电路的重要手段[5]。图5 所示是本文Multisim 仿真结果，其中红色曲线是输出电压波形，绿色是PWM波形，蓝色曲线是输出电流波形，紫色曲线是电感电流波形。

仿真结果显示，在500us 之前，电路处于过渡过程，输出电压逐渐上升，由于输出电压低于5V，因此PWM 波占空比较大，输出电流也是逐渐上升。500us 之后，输出电压基本稳定在5V，在5Ω 负载时，输出电流为1A，此时PWM 占空比减小。可见，电路的动态响应较快，输出电压、电流稳定，满足设计要求。

3.2 实验结果分析

如图 6（a）所测是控制芯片UC3845 的输出波形，占空比为5%左右。UC3845 的可调占空比范围为0～50%,本文的占空比为40%，由于在测试的时候空载，致使输出电压比较大，通过反馈控制PWM 的占空比很小。提高输入电压的精度并加入负载之后改善了这种情况。

图6（b）所示为UC38454 芯片的振荡波形，可以从图中看出，波形为锯齿波形，频率为40.816kHz，符合设定的频率要求。

4 总结

本文设计了一款基于Buck 变换器的车载智能手机充电器，采用UC3845 为控制芯片，主要针对主回路、控制电路、反馈电路等进行了设计，通过仿真实验和实物测试表明，该变换器满足设计要求，具有一定的理论价值和实际意义。