电压型多相级联BUCK变换器的研制

肖化

1 引言

高性能CPU需要低压大电流输出的DC/DC变换器，并对散热、EMI性能及负载瞬变响应的要求也比传统的CPU要高得多，传统的DC/DC变换器已不能满足这些要求，需要开发高性能的电源来填补高性能CPU供电的短板。多相级联BUCK变换器以其独特的性能，为高性能的CPU供电提供了一个新颖的解决方案。

多相级联即将变换器均分为多相并联输出，其中一相为主，其余各相为从，各相之间交错运行，具有以下几个优点：

（1）多相级联运行，可将功率平均分配到各个变换通道中，对应的变换通道为对应的相，有效地避免开关管、续流管及输出电感等功率器件疲劳运行和集中发热。

（2）各相之间交错运行，电流相互叠加，极大地减少了输入、输出纹波电流，减少EMI。而纹波电流减小可使用小型的陶瓷电容或极低等效串联电阻（ESR）的高分子固体电解电容取代传统的、笨重的、不易安装的铝电解电容。

（3）滤波电容、开关管的开通损耗、铜箔损耗与输入电流的有效值成正比，而多相级联运行可使输入电流的有效值减小，从而提高了变换器的效率。电流均分致各相，使大电流输出时小路曲线不会下降。

（4）由于各相分担电流变小，可采用小的输出电感，而输出电感有阻碍电流变化的特性，故输出电感的小型化能使变换器的负载瞬态响应特性大大提高。且对输出而言，纹波频率相当于每一相开关频率的n倍，n为相数，这也有助于高速负载瞬变响应。

（5）在控制电路的设计上，输出电压反馈只需接入主相的反馈端，因此控制环路设计简单，便于调试，大大缩短开发周期。

基于以上优点，设计了一款多相级联BUCK变换器，采用4相操作交错并联运行，各相之间顺次相差90°，控制方式为电压型，外围电路简单。该变换器的技术指标为：输入电压15 V～20 V；输出电压12 V；输出电压精度为±1%；输出电流50 A；外形尺寸为：50 mm×20 mm×15 mm（长×宽×高）。

2 4相级联BUCK变换器的工作原理

2.1 控制器的选取

ISL8120是一款集成了两个电压模式同步降压的PWM控制器和两通道5 V/4 A高速MOSFET驱动器及自举二极管，可用于控制2个独立的电压稳压器或一个2相单输出稳压器。该控制器利用锁相环电路输出的相位移可编程时钟信号，可将系统扩展到带单输出的3相、4相、6相、8相、10相和高达12相输出，并可按要求设置交错相位移。为使并联的电源模块正常工作，该控制器还集成了电流均流电路。

控制器内置5.4 V偏置电压，内部参考电压为0.6 V，其精度可达±0.6%，内置80 MHz带宽的误差放大器、电压模式前言调制控制和电压前馈补偿提供快速瞬态响应及恒定的环路增益。内部振荡频率从150 kHz—1.5 MHz可编程，并能与外部时钟信号同步。

基于以上特点，采用ISL8120作为变换器的控制器，能满足变换器输出电压精度高、电流大、动态响应快速及体积小的设计要求。

2.2 电路工作原理

4相级联BUCK变换器原理如图1所示。

在图1中，Q1U、Q1D、L1、C1与第1颗控制器ISL8120的控制通道1组成第1相BUCK变换输出，Q1U为主开关管，Q1D为续流管；Q3U、Q3D、L3、C1与控制器ISL8120的控制通道2组成第3相BUCK变换输出，Q3U为主开关管，Q3D为续流管；Q2U、Q2D、L2、C1与第2颗控制器ISL8120的控制通道1组成第2相BUCK变换输出，Q2U为主开关管，Q2D为续流管；Q4U、Q4D、L4、C1与控制器ISL8120的控制通道2组成第4相BUCK变换输出，Q4U为主开关管，Q4D为续流管。4相输出共用输出电容C1。

在图1电路中，第1颗控制器的通道1为主输出，其余为从输出，输出电压反馈仅由该通道进行控制。开关频率由第1颗控制器FSYNC引脚与信号低之间的电阻RFS设置，当RFS=180 kΩ时，开关频率（sw,switching frequency）Fsw=200 kHz。从输出的开关频率由第2颗控制器的FSYNC引脚连接到第1颗控制器的CLK/REFIN引脚进行同步，因为在第1颗控制器的内部，在CLK/REFIN引脚信号的上升沿相对于通道1的时钟信号（PWM下降沿）相移为90°，所以第2颗控制器的通道1（即变换器的第2相）相对第1颗控制器的通道1（即变换器的第1相）相移90°。第1相与第3相之间相差180°，第2相与第4相之间相差180°，第1相与第2相之间相差180°。

4相级联输出均分输出负载电流，其均流精度可达5%，因此相比传统的BUCK变换器，其输出电压纹波大大减小，输出电感体积变得更小。

3 功率器件的选择和计算

3.1 功率管的选取

由于变换器的输入输出电压较低，且峰值输出电流很大，如果采用传统的BUCK变换器的功率管，会产生很大的功耗，导致效率很低，发热量大不利于散热处理，因此该变换器采用低导通电阻的MOSFET作为开关管及续流管，并采取多颗功率管并联的方式分担热量，保证了设计的可靠性。因ISL8120的驱动能力可达4 A，因此该变换器每一相的开关管及续流管各5颗，参照技术指标，每一相的峰值输出电流为100 A，参考选取的MOSFET技术规格书，其导通电阻RDS(ON)约为3 mΩ，开关管和续流管的功耗分别由式(1)和式(2)计算：

式中，PU为开关管功耗，PD为续流管功耗，D为占空比，IO为输出电流。在该变换器中，占空比D最大为0.8，由式(1)、(2)分别计算单颗开关管和续流管的功耗分别为1.2 W和0.3 W，MOSFET为PG-TDSON-8封装，该封装的好处是通过印制板上大面积铜箔及层间过孔将热量传导至壳体散热，可确保变换器可靠运行。

电流采样信号为续流管的导通电阻RDS(ON)和电阻RSEN1～RSEN4来进行设置。RSEN1～RSEN4与RDS(ON)的关系如式(3)所示：

式中，IOC为期望的过流点，TMIN-OFF为开关管关断延迟，L为输出电感。变换器的过流点设置为输出峰值电流的1.1倍，假设4相均流，则式(3)中IOC=110 A，当确定输出电感的取值后，可确定RSEN的值，输出过流点即可设定。

3.2 输出电感计算

输出电感的作用是满足输出电压纹波要求，电感量的大小决定了纹波电流，而纹波电压又决定于纹波电流，在BUCK变换器中，纹波电流△I与输出电感L、输出电压VO、输入电压VI的关系如式(4)所示：

输出纹波电压△VO与输出滤波电容的等效串联电阻（ESR）有关，其关系近似以式(5)计算：

从式(4)、式(5)可知，增大输出电感，可减小输出纹波电流和纹波电压，反之则增加输出纹波电流和纹波电压。如果输出纹波电压一定，增加电感，则可减小输出滤波电容，但增加电感会降低负载瞬态响应，也可减小电感增加滤波电容，但又会降低输出电压稳定度。因此，输出电感和输出滤波电容的选择是互相影响的，为满足变换器对输出纹波及动态响应的要求，需要折中选取输出电感和输出滤波电容。

3.3 输出滤波电容

输出滤波电容C1用以对输出进行滤波并提供给负载瞬态电流，当技术指标中负载运行按输出峰值电流的设计要求，其上升斜率为20 A/μs，为防止负载快速变换时电压产生过大的跌落和过冲，输出端须并联大容量的滤波电容。

输出滤波电容应选取等效串联电阻（ESR）小的电容，常见的有固体高分子铝电解电容，在开关频率100 kHz条件下，耐压为16 V、容量为150 μF的高分子电容其ESR约为20 mΩ甚至更低。由于变换器体积受限，输出滤波电容C1选取耐压16 V、容量150 μF、外形尺寸8×6 mm的固体高分子铝电解电容2支并联使用。

考虑到印制板布线等因素，16支电容并联使用时ESR不超过10 mΩ，参考传统BUCK变换器设计对纹波电流△I的取值为0.4IO，由式(4)计算输出电感L=1.0 μH，考虑电感散热及电流有效值，选取4只电感量为1 μH的大功率贴片电感XAL7030-102ME串并联结合使用，由式(4)计算输出纹波电压为80 mV，满足技术指标的要求。由式(3)计算RSEN为720 Ω，取750 Ω，此时单相输出过流点约为65A，则变换器输出过流点为65 A。

4 反馈补偿环路设计

输出电压反馈补偿环路的设计是变换器设计之关键，其参数的设置直接决定变换器的稳定性和动态响应时间，在变换器原理图中，补偿环路由控制器内部误差放大器、单位增益放大器及外部ZCOMP阻抗网络、ZFB阻抗网络构成。输出电压反馈补偿电路如图2所示：

图2 输出电压反馈补偿电路

反馈网络的电阻电容参数计算如下：

按经验值，电阻R1的通常在2 kΩ～5 kΩ之间选取，该变换器中取值3.9 kΩ。电阻R2按式(6)计算：

式中，DBW为希望的带宽，取变换器开关频率FSW的20%～30%，△VOSC为SIL8120的斜坡幅值0.8 V，VI为输入电压，FLC与输出电感和电容的关系按式(7)计算：

由式(7)知FLC约为8 kHz，代入式(6)计算R2约为1 kΩ。按式(8)计算C2的值：

则C2约为39 nF。按式(9)、式(10)计算C1的值：

其中，ESR为输出电容的等效串联阻抗，CO为输出滤波电容，则C1约为1nF。按式(11)计算R3：

则R3约为100 Ω。按式(12)计算C3：

则C3约为15 nF。

5 试验波形及数据分析

使用以上计算参数构成电压型4相级联BUCK变换器及反馈补偿环路，研制出一款试验样机，由于该样机的主要应用对象为低压大电流负载需求，且负载特性为动态负载——负载电流从0到最大负载跳变，因此主要对电源的动态响应进行分析。图3为负载从0 A跳变到50 A时的动态响应波形，图4为负载从50 A跳变到0 A时的动态响应波形。

由图3、图4可知，负载跳变过程中，电源输出电压变化均小于200 mV，当电源负载跳变后稳定运行时，其纹波小于100 mV。在本电路中，负载动态响应特性受到输出电感、输出电容、电压反馈环路等参数的影响，从实验数据看，所选取的参数符合预设的各项指标要求。

6 结论

本文通过对多相级联BUCK变换器的机理分析、计算，验证了在低压大电流非隔离输出中，多相级联的降压变换器加同步整流是最适合的拓扑结构。降压变换器控制器可实现很宽的带宽，引入同步整流，可以使整个电路工作在电流连续模式，采用多相级联方式，可以降低输出纹波电压。同时，采用三型环路进行补偿，可提升环路的带宽。实验电路验证了多相级联BUCK变换器在低压大电流输出应用中的可行性。

图3 负载从0 A跳变到50 A时的动态响应波形

图4 负载从50 A跳变到0 A时的动态响应波形