联合编码抗干扰设计和实现

冯跃辉

（中国电子科技集团公司第七研究所，广东 广州 510310）

0 概述

空间中电磁频谱非常密集，与通信系统频率重叠的频谱会对接收机造成很严重的干扰。常用的抗干扰手段包括扩频、跳频等。扩频通信以频谱带宽换取低信噪比解调门限，可以将频谱隐藏在噪声中，在干扰电平下也能正常通信。跳频通信将数据分散在快速切换的不同频点上传输，可以有效对抗跟踪干扰和截获。FCS（Free Channl Scan，空闲信道扫描）技术通过在有限频谱范围内获取较好的通信频点，来保证通信效果[1]。

扩频通信为了获得好的效果，往往需要进行高倍扩频。例如扩频因子为8 时，可以获得-10 dB 解调门限（对应800 MHz频段约-121 dbm 灵敏度），可以在500 kHz 信道上实现21 kbps的速率传输。所以扩频通信频谱的效率很低，一般应用于窄带抗干扰通信系统中。

FCS 技术理论上可以获得很好的抗干扰通信效果。但在实际应用中存在一些问题。首先是FCS 并没有明确的频率划分，相邻网络会对频谱进行抢占，导致频点死锁。其次是FCS必须动态维护才有意义，但FCS 过程需要占用信道资源，当对系统进行满负荷测试时，FCS 会导致速率降级。

该文研究了一种宽带多跳联合编码抗干扰技术，进行了MATLAB 性能仿真，并在FPGA 平台上进行了实现和验证。

1 实现原理和仿真

Turbo 编码对于长数据块具有强大的前向纠错能力，广泛应用在3GPP、LTE 通信中，3GPP Turbo 编码采用的是1/3码率的编码器[2]。Turbo 码具有陡峭的过渡带，意味着用少量的信噪比就可以换取更大的纠错能力。如果能准确捕捉到错误信号，将错误信号进行某种弱化处理，然后分散到整个数据块中。那么在解码冗余范围内，牺牲少量解调门限就可以获取非常可观的抗干扰性能。宽带系统中可以在算法中设计可靠的干扰检测模块，跳频应用则为准确捕捉错误信号提供了可能性。

1.1 编解码器

该文Turbo 编解码器使用1/3 码率，Trellis Structure 结构，生成矩阵为（13，15），信息序列长度为1 984，使用LTE 行列交织表（185，124）。QPSK 调制信号在AWGN 信道模型下，解调零误码率信噪比为12 dB，Turbo 解码误码率（1E-4）信噪比为0 dB，解调门限附近的随机噪声纠错能力大概为18%。

每跳数据在Turbo 编码器中交织和编码之后，送到M 跳交织器，经过交织的M 跳数据D 经过干扰信道（频点阻塞干扰）后，假设产生X 跳数据错误，即D'中有X 跳突发错误，经解交织之后X 跳突发错误变为每跳X/M bit 的随机错误。如果将带有X/M 错误的数据直接送往解码器，则解码器的纠错效果十分有限，仿真结果在10%以内。所以必须对M跳解交织器中的数据进行进一步处理，将干扰数据清零以充分利用解码器的纠错冗余。

1.2 干扰判决

干扰判决模块通过计算接收信号信噪比来判断信号是否受到干扰。每帧数据中插入训练序列Z，接收端对Z 进行FFT 运算得到F（Z），进一步对F（Z）进行如公式（1）所示的运算，得到当前跳的信噪比SNR_EST，对SNR_EST 和干扰判决门限（SNR0）进行对比，判断当前跳是否被干扰。

干扰判决门限（SNR0）的选取很重要，选取原则是尽可能获得大的动态范围，既要保证没有干扰时能正确传输，又要保证干扰检测的灵敏性。需要考虑的一个问题是SNR 估计精度会随信号信噪比的降低而降低。不同信噪比下，SNR 估计算法的计算偏差如图1 所示。由数据可知，当信噪比＞-10 dB时，估计误差在1 dB 以内。当信噪比＞-20 dB 时，估计误差在2 dB 以内。信噪比＜-20 dB 时，则产生明显的估计误差。-40 dB 信噪比时，估计结果偏大20 dB 左右。

图1 SNR 估计精度曲线

另外当信号同步出现偏差时，训练序列Z 会出现定位错误。对包含Z 序列的帧结构进行定位偏差仿真，LZ为训练序列Z 的采样点长度，得到的估计结果如图2 所示。由仿真结果可知，当定时偏差＜LZ的1/3 时，估计算法能准确估计信噪比。当定时偏差＞LZ的1/3 时，SNR 估计偏差将快速增加。当定时偏差进一步增大时，估计结果会在-10 dB ～-30 dB，而与实际输入信号的信噪比无关。

图2 定时偏差对SNR 估计的影响

所以干扰判决门限设置应当＞-10 dB，并且小于解调门限，例如对于QPSK 信号来说，可以将干扰门限设置为2 dB。

1.3 干扰数据处理

Turbo 解码器通过对软信息进行迭代运算，恢复出原始信号。阻塞干扰因为干扰噪声的叠加，被干扰信号在接收端会产生较大的功率电平。例如10 dB 干扰信号会造成接收端总功率增加10 倍。如果不对受到干扰的数据进行处理，解调后的错误信息将作为强信息被Turbo 解码器接收，强的错误信息会造成错误信息扩散，严重影响解调效果。对不同的处理方法进行仿真，结果如图3 所示。

图3 左图是如果不对干扰信号进行处理时的解码结果，在50%干扰概率下，解调误码率在30 dB 信噪比下仍在30%以上。图3 中间图是对干扰信号进行限幅处理的解码结果，在50%干扰概率下，零误码解调门限为10 dB。在跳频系统中，干扰检测是以跳为单位进行设计的，接收端检测到干扰之后，可以以跳为单位对错误数据块进行清零操作，这样可以将错误信息强度降到最低，获得最佳的解调效果。如图3 右图所示，在50%干扰概率下，零误码解调门限可以达到5 dB。

1.4 性能仿真

图3 干扰数据处理性能对比

图4 误码率和干扰概率关系

对上述设计方法的抗干扰性能进行仿真，以评估不同干扰概率下的解调性能，以及不同信噪比下的抗干扰性能。Turbo 编码效率设置为1/3，调制方式为QPSK。干扰概率覆盖设置为0～70%，步进为10%。叠加高斯白噪声，信噪比范围设置为-5 dB ～15 dB，步进为1 dB。仿真结果如图4所示，30%干扰概率下的解调门限为2 dB，50%干扰概率下的解调门限为5 dB。60%干扰概率下会存在残余误码。70%干扰概率下，错误信息超出Turbo 纠错能力，误码率接近50%。

仿真结果表明，该设计可以达到较理想的抗干扰效果。

2 FPGA实现

FPGA 实现主要包括编解码器、M 跳交织/解交织器、干扰检测处理模块等组成，处理流程如下。

每跳K bit 数据A，经turbo 编码和交织得到N bit数据B，进入M 跳数据大小的buffer1，每M 跳数据进行M×N bit 交织得到数据D，数据D 中的数据按跳进行调制发射。经干扰信道后，在接收端解调得到M 跳数据D' [0…M-1]和每跳数据对应的干扰判决标识ind[0…M-1]，根据ind 标识对buffer2 中的数据进行处理得到C'，然后进行M×N bit 解交织得到数据B'，数据B'中每跳数据进行Turbo 解码和解交织得到数据A'。处理框图如图5 所示。

在信道中对50%频点注入噪声以满足信噪比测试条件，对每跳1 984 bit 的数据进行测试。干扰电平在接收信号幅度在20 dBc～-20 dBc，测试结果与仿真结果误差在1 dB 之内，验证了该抗干扰设计的良好性能。

图5 处理框图

采用1/3Turbo 编解码的联合编码设计，可以在损失5 dB 信噪比的情况下，对抗50%概率的干扰。联合编码设计简单，可以方便的嵌入信号处理链路中，有很好的实用价值。