调制方式和载波移相角度对H桥级联型变流器输出性能的研究

卢文立

（广东电网有限责任公司惠州供电局，广东惠州 516003）

调制方式和载波移相角度对H桥级联型变流器输出性能的研究

卢文立

（广东电网有限责任公司惠州供电局，广东惠州 516003）

H桥级联型变流器具有结构单元简单、易于模块化等特点，在中高压场合中具有广阔的应用前景。本文对H桥级联型变流器调制策略进行了研究，定量分析了子模块采用不同的调制方式，载波移相角度不同的变流器输出，并通过仿真验证了定量分析的正确性。

H桥级联型变流器 调制方式 载波移相角度

在电力电子器件耐压水平未有实质性突破的情况下，学者们通过研究变流器的拓扑结构使其能够应用于中高压场合。目前应用于中高压场合的变流器拓扑结构主要有:二极管箝位型多电平变流器，电容箝位型多电平变流器，H桥级联型变流器。相对于其他两种拓扑结构，H桥级联型变流器采用H桥结构，易于模块化，适合拓展，控制方法相对简单，直流侧相互独立，支持冗余操作，当某个功率单元故障，可将其旁路，系统可以继续工作，在无功补偿和谐波抑制领域具有更广阔的应用前景。而其中变流器的调制策略对系统的输出性能具有重要的影响，因此对H桥级联型变流器调制策略的研究具有重要的意义。

文献［1］研究了不同采样方法下，单极倍频SPWM调制的输出性能。文献［2］研究了半周期单极倍频应用于链式STATCOM。文献［3］研究了载波移相角度对变流器输出电压的谐波分析，但是没有定量的分析输出性能。文献［4］研究了H桥逆变器的倍频调制。上述文献集中研究了H桥级联型变流器单极倍频调制方式下，输出电压的谐波分析，但是没有进行定量分析。本文对H桥级联型变流器载波移相调制策略进行了分析，对H桥级联型变流器的子模块采用双极性、单极倍频调制，载波移相角度为π/N、2π/N的情况进行了数学分析，比较了不同调制下，输出性能的优越，并搭建了仿真模型，仿真结果验证了定量分析的正确性。

1　H桥级联型变流器的拓扑结构及子模块调制方式

图1中，uSa，uSb，uSc为网侧三相电压，元Mjk（其中相数j=a，b，c；子模块编号k=1，2，…，N），H桥级联型变流器交流侧输出电压为uout。本文对子模块采用双极性调制和单极倍频调制方式，H桥变流器采用载波移相SPWM调制进行研究。

如图1中子模块结构图所示，假设调制波为ur，三角载波为uc。当采用双极性调制时，uc小于ur时，S1和S4导通，S2和S3关断；当uc大于ur时，S1和S4关断，S2和S3导通。当采用单极倍频调制时，uc小于ur时，开关S1导通，开关S2闭合；uc大于ur时，开关S1闭合，开关S2导通；uc小于-ur时，开关S3导通，开关S4闭合；uc大于-ur时，开关S3闭合，开关S4导通。

2　不同调制策略下输出电压的数学分析

2.1双极性载波移相SPWM调制

H桥级联型变流器子模块采用双极性调制方式，每个子模块载波依次错开的2π/N， H桥级联变流器的输出电压为［5］:

式中M为调制度，N为子模块的个数，ωr为调制波的角频率，Vdc为子模块直流侧的电压，F为载波比，Jn（·）为n阶贝塞尔函数。

当m为N的整数倍时:

从式（5）中可以看出，H桥级联的输出电压谐波的角频率为mNF ωr，最低次的谐波角频率为NFωr，等效开关频率提高了N倍。

2.2单极倍频载波移相SPWM调制

H桥级联型变流器子模块采用单极倍频调制，当子模块的载波错开的角度是θ1=π/N为半周期单极倍频载波移相，当子模块的载波错开的角度是θ2=2π/N为全周期单极倍频载波移相两种调制方式。

采用单极倍频载波移相调制时，H桥级联变流器的输出电压为:

其中为子模块载波错开的角度，其中θ为θ1或θ2。

2.2.1半周期单极倍频载波移相调制

当m为2N的整数倍时:

从式（9）可以看出，H桥级联型变流器输出电压谐波角频率为mNFωr+nωr，为边带谐波。最低次的谐波集中在角频率为的附近2Nωc，系统的等效开关频率提高了2N倍。

2.2.2全周期单极倍频载波移相调制

①当级联单元N为偶数时

m为N的整数倍时:

当m为其他整数时:

输出电压化简为:

从式（12）可以看出，输出电压谐波角频率为mNFωr+nωr，为边带谐波。最低次的谐波集中在角频率为Nωc的附近，系统的等效开关频率提高了N倍。

②当级联单元N为奇数

当m为2N的整数倍时:

当m为其他整数时:

输出电压化简为:

式（15）可以看出，输出电压谐波角频率为mNFωr+nωr，为边带谐波。最低次的谐波集中在角频率为2Nωc的附近，系统的等效开关频率提高了2N倍。从上面的数学分析可以得到:采用全周期单极倍频载波移相调制时，等效开关频率与级联单元的个数有关。当级联的个数为偶数时，等效开关频率为单个H桥开关频率的N倍；当级联的个数为奇数时，等效开关频率为单个H桥开关频率的2N倍。

3　仿真验证

为了验证前文数学分析的正确性，利用PSIM9.0对双极性载波移相调制、半周期单极倍频载波移相调制和全周期单极倍频载波移相调制进行了仿真，其中仿真参数ωr为314rad/s，载波比F为10，子模块直流侧电压值为100V。

H桥级联变流器采用双极性载波移相调制，子模块个数为3，仿真波形如图2所示。

从图2（a）可以看出，采用双极性载波移相调制时，H级联变流器子模块个数为3时，输出电压电平数为4，当有N个子模块，电平数为N+1，级联后的输出电压的波形得到了极大的改善。从图2（b）可以看出，子模块输出电压最低次的谐波频率集中在500Hz附近，级联后输出电压最低次的谐波频率集中在1500Hz附近。双极性载波移相调制提高了系统的等效开关频率，当有N个子模块，等效开关频提高了率N倍，改善了输出电压的波形。

H桥级联变流器采用半周期单极倍频载波移相，子模块个数为3，仿真波形如图3所示。

从图3（a）可以看出，采用半周期单极倍频载波移相时，H级联变流器子模块个数为3时，输出电压电平数为7，当有N个子模块，输出电压的电平数为2N+1。图2（b）可以看出，子模块输出电压最低次的谐波频率集中在1000Hz附近，级联后输出电压最低次的谐波频率集中在3000Hz附近，等效开关频提高了率2N倍。

H桥级联变流器采用全周期单极倍频载波移相，子模块个数为3，仿真波形如图4所示。

从图4（a）可以看出，采用全周期单极倍频载波移相时，H级联变流器子模块个数为3时，输出电压电平数为7，当有N个H桥单元时，且N为奇数时，输出电压的电平数为2N+1。对比图3（a）和图4（a）H桥级联输出电压，以及图3（b）和图4（b）输出电压的频谱，可以看出:在级联单元个数为奇数时，全周期单极倍频载波移相和半周期单极倍频载波移相，输出电压的电平数和等效频率都相等，谐波含量也相同，两种方式是等效的。

H桥级联变流器采用全周期单极倍频载波移相，子模块个数为4，仿真波形如图5所示。

从图5（a）可以看出，采用全周期单极倍频载波移相时，H级联变流器子模块个数为4时，输出电压电平数为5，当有N个H桥单元时，且N为偶数时，输出电压的电平数为N+1。图5（b）可以看出，子模块输出电压最低次的谐波频率集中在1000Hz附近，级联后输出电压最低次的谐波频率集中在2000Hz附近，等效开关频提高了N倍。

通过上述的数学分析和仿真验证，可以得到:双极性载波移相调制、半周期单极倍频载波移相调制和全周期单极倍频载波移相调制都能够提高系统的等效开关频率，而且级联后的输出电压基波一样，都为子模块输出电压基波的N倍。当H桥级联型变流器子模块个数为N时，双极性载波移相调制输出电平数为N+1，等效开关频率提高N倍；半周期单极倍频载波移相调制输出电平数为2N+1，等效开关频率提高2N倍。而全周期单极倍频载波移相调制的输出电平数与N的奇偶性有关，当N为偶数时，输出电平数为N+1，等效开关频率提高N倍；当N为奇数时，输出电平数为2N+1，等效开关频率提高2N倍。

4　结语

本文对H桥级联型变流器采用双极性载波移相，半周期单极倍频载波移相和全周期单极倍频载波移相三种调制方式下的输出电压进行了数学分析，并通过仿真验证了数学分析的结论，这些结论对于H桥级联型变流器不同应用场合中，开关调制策略的选用具有一定的指导作用。

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