一种基于Sepic的新型高增益DC/DC变换器

高 双，赵世伟，张龙威，李江荣

(华南理工大学 电力学院，广东 广州 510641)

0 引言

近年来，DC/DC变换器广泛应用在多种工业领域中。例如在可再生能源的直流微网系统中，太阳能光伏板、燃料电池等微源都需要通过DC/DC变换器与直流母线相连接[1-4]。然而光伏电池和燃料电池这些微源提供的直流电压较低，要达到较高的电压增益，必须要求传统的Boost变换器工作在极大的占空比下，这样不仅会使得开关损耗增加，而且不利于Boost变换器的长期工作[5-8]。文献[9-11]在传统的Boost变换器基础上引入开关电容与开关电感单元，虽然在一定程度上提高了电压增益，但是所提升的电压增益有限，并且所用元器件数量较多，成本高且不利于控制。除了在传统的Boost变换器基础上改进得到高增益的DC/DC变换器拓扑以外，Sepic变换器以输入与输出同相、输入电流连续等优点也逐渐应用于可再生能源系统中。文献[12-13]通过将耦合电感与有源开关电感单元与传统的Sepic变换器相结合提高了变换器的电压增益，但是所用开关器件与电感数量较多，不利于变换器体积的小型化且变换器的控制设计较困难。本文在文献[14]的基础上提出了一种新型的Sepic高增益DC/DC变换器，将无源钳位电路和耦合电感单元引入传统的Sepic变换器中，所提出的变换器具有电压增益高、输入电流连续且纹波小、二极管反向恢复问题轻等优点，并且只使用一个开关管，其结构和控制方法较简单。

1 变换器工作原理

1.1 电路拓扑

所提出的变换器等效电路结构图如图1所示，耦合电感等效为理想变压器与励磁电感并联后再与漏感串联，匝比N=NS/NP，耦合系数k=Lm/(Lm+Lk)，其中Lm为励磁电感，Lk为漏感。为了便于分析变换器的工作原理，做以下假设：(1)所提变换器工作在电流连续模式下；(2)开关管与所有二极管均为理想器件；(3)所有的电容值足够大，其电压纹波值视为零。

图1 所提变换器等效电路原理图

1.2 工作原理

当变换器工作在稳态时，元件在一个开关周期内的工作波形如图2所示，各个开关模态的等效电路如图3所示。

图2 变换器工作波形图

开关模态1[t0＜t＜t1]：在t0时刻，开关管Q处于零电流开通状态，二极管D1、D2导通，二极管Dc、D0关断。耦合电感的漏感电流ILk上升，二次侧电流ILs下降，当ILs下降到零时，此时励磁电感电流值与漏感电流值相等，模态1结束。

开关模态2[t1＜t＜t2]：在t1时刻，开关管Q、二极管D0导通，二极管D1、D2、Dc关断。钳位电容Cc在给励磁电感提供能量的同时还为电容C1充电，此时电容C2、C3放电为负载提供能量。在此模态中，漏感与钳位电容Ce、电容C1之间发生谐振，此时可以得到如下等式：

式中fr表示谐振频率。

开关模态3[t2＜t ＜t3]：在t2时刻，开关管Q、二极管D1、D2关断，二极管Dc、D0导通。输入电流、励磁电感电流、漏感电流均开始下降，当励磁电感电流下降到与漏感电流相等时，此模态结束。

图3 各个开关模态等效电路图

开关模态4[t3＜t＜t4]：在t3时刻，二极管D0关断，二极管Dc、D1、D2导通。耦合电感二次侧通过二极管D1、D2给电容C1、C2充电，输入电压通过钳位二极管Dc继续给钳位电容Cc充电，此时的负载R能量由输出电容C0提供。

开关模态5[t4＜t ＜t5]：在t4时刻，钳位二极管Dc关断，二极管D1、D2继续导通。电容C1给钳位电容Cc充电，耦合电感二次侧通过二极管D1、D2继续给电容C1、C2充电。

2 工作特性分析

2.1 电压增益

为方便分析电路在稳态时的工作特性，忽略模态1、模态3这两个持续时间很短的工作模态。

根据开关模态2可得到如下等式：

式中VL1表示电感L1上的电压，其他以此类推。

根据开关模态4可得到如下等式：

结合式(2)、(3)、(5)、(6)，再根据输入电感L1与励磁电感Lm的伏秒平衡原理可得：

忽略实际工作过程中漏感对变换器的影响，联立式(4)、(6)、(7)、(9)，得到理想情况下电压增益M的表达式为：

图4给出了当N=2时，本文所提变换器与传统Sepic变换器、文献[15]所提变换器电压增益对比图。可以明显地看出，本文所提变换器具有更高的电压增益。

图4 各变换器电压增益对比

2.2 开关器件的电压应力

开关管Q以及二极管上的电压应力表达式如下：

2.3 变换器之间的工作特性比较

表1给出了文中所提变换器与其他变换器之间的一些数据特性对比。从表1中可以看到，本文所提变换器有着更高的电压增益以及更低的开关管电压应力，并且所需要的二极管数量也远少于文献[15]中的变换器，有效降低了电路的成本以及控制的复杂性。

表1 不同变换器之间的工作特性对比

3 实验验证

为了验证理论分析的正确性以及所提变换器的可行性，搭建了一台100 W的实验样机，样机的实验参数为：输入电压Vin=20 V，输出电压V0=200 V，输出功率P0=100 W，开关频率fs=50 kHz，匝比N=2.5。满载时的实验波形如图5所示。示波器的时基为4 μs/格。

图5(a)给出了变换器的驱动波形以及输入电感电流、漏感电流波形图。当变换器满载工作时，输出电压在占空比为0.6左右达到了200 V。由于漏感的存在，会造成一定值的占空比丢失，这也与理论分析保持一致。

图5(b)、(c)、(d)是开关管和二极管两端的电压和电流波形。如1.2节分析所示，在开关管开通的过程中，漏感Lk与钳位电容Cc、电容C1之间有一个谐振过程，因此其电流波形并不是完全呈线性变化的，开关管也基本实现了零电流开通。同理由于谐振的存在，输出二极管D0的电流波形呈正弦波变化，有效减轻了反向恢复的影响。

图5(e)是电容以及输出电压波形。电容C1、C2、C3、Cc的电压分别为：38 V、58 V、55 V、60 V，其实际值与理论计算值基本一致。

图5 满载时实验波形

图6是变换器的实测与理论电压增益对比图。从图中可以看出，如果忽略漏感所造成的占空比丢失，实际测得的电压增益曲线与理论计算的增益曲线基本上是相一致的。

图6 理论与实测电压增益对比

4 结论

本文提出一种新型的Sepic高增益变换器，在保留经典Sepic变换器输入电流连续和低纹波优点的基础上，通过引入耦合电感单元，改变耦合电感匝比来获得较高的电压增益。由于变换器在工作过程中漏感与电容之间产生的谐振，降低了开关管的电流峰值，同时也极大地减轻了二极管的反向恢复问题。针对上述优点，所提出的高增益变换器适合应用在可再生能源系统中。