一种小型化大动态范围的接收机信道设计与测试

卿 晨

(中国西南电子技术研究所，四川 成都 610036)

0 引言

随着无线通信技术的迅猛发展，无线通信系统中所使用的设备，尤其是接收机的要求越来越高，小型化、高集成度、高灵敏度和高线性度的接收机成为了目前研究的热点，也是未来发展的趋势[1-3]。由于现实环境中充斥着复杂的电磁环境和不同类型的干扰信号，在提高接收机灵敏度的同时，也要求接收机自身具备较强的抗干扰能力[4-6]。此外，单个接收机也需要针对多个有用的信号进行接收和处理，而在接收机工作带内的多个有用信号也可能会产生互调信号，当互调信号大于灵敏度时，就会对接收机产生干扰。接收机的三阶交调指标就是衡量接收机在接收处理工作带内多个信号时的抗干扰能力。因此，为保证接收机具有良好的线性度，特别是良好的三阶交调抑制，基于各种方法设计的高线性度射频前端、各类器件被广泛研究并应用[7-13]，采用的无线通信系统中也采取了各种措施来避免三阶交调[14-16]。上述文献分别对器件、功能电路、接收机和系统的三阶交调进行了分析，并采取各类方法提高三阶交调指标，不过在器件选型和影响三阶交调的关键电路的调试上还有待改善，且小型化程度不高。本文通过理论推导、计算仿真、合理的增益分配和恰当的元器件选型设计了一种大动态范围高灵敏度的接收机信道模块，输出三阶截断点超过 45 dBm，噪声系数优于 7 dB，采用MCM技术实现了接收机硬件的小型化，对影响三阶交调的关键电路进行调试，最后借鉴并改进了一种三阶交调的测试方法，实测结果充分验证了所采取的设计方案。

1 结构与工作原理

本接收机采用的是超外差的电路架构，该类型接收机抗干扰性好，信号选择性强，也能保证接收机较高的灵敏度、线性度和可靠性。

接收机信道射频电路原理框图如图1所示，采用两次变频的超外差电路架构。射频输入L频段信号经限幅、预选滤波、数控衰减器和第一级低噪声放大后，分三段预选滤波，经过低噪声放大和低通滤波后，对信号增益进行控制，然后进行第一次混频。第一次混频后得到一中频，经过带通滤波和放大后，进行第二次混频。第二次混频后，得到二中频，分四段经过中频滤波后，得到要求带宽的中频信号，最后进行放大输出。

图1 接收信道原理框图

2 指标分析设计仿真

2.1 接收机灵敏度与动态范围

接收机灵敏度Prmin由式(1)计算得到[17]：

在本设计方案中，B为信号处理带宽1 kHz，输出信噪比SNR为10 dB，要求灵敏度 Prmin小于-125 dBm，计算得到噪声系数NF小于9 dB。

接收机线性动态范围DRl由式(2)计算得到[17]：

在本设计方案中要求线性动态范围DRl大于85 dB(即输入信道电平范围为-125 dBm～-40 dBm)，得到输入1 dB压缩点IP-1dB大于-40 dBm。

接收机双音(无杂散)动态范围DRf由式(3)计算得到[17]：

在本设计方案中，要求双音(无杂散)动态范围DRf大于80 dB，计算得到输入三阶截断点IIP3大于-5 dBm。

为使信号经过接收机后达到AD的采样电平(-60 dBm～+10 dBm)，增益 G设计值为50 dB。由式(4)计算得到本方案输出1 dB压缩点P-1dB大于10 dBm。由式(5)计算得到本方案输出三阶截断点OIP3大于45 dBm。

2.2 接收机增益分配

接收机的增益分配见表1。接收机最小接收信号电平为-125 dBm，动态范围85 dB，增益为 50 dB，在最大-40 dBm输入信号激励下，链路中放大器、滤波器与器件自身P-1dB相比都有8 dB以上余量，整个链路处于线性放大状态。

设计中采用放大器与滤波器交替排布的形式逐步对信号的进行放大，在保证信道线性度的同时可有效防止链路自激。

表1 接收机增益分配表

2.3 接收机指标仿真

接收机噪声系数 NF由式(6)计算得到[18]，输出三阶截断点 OIP3由式(7)计算得[18]。

式中，NF1、Gn和 OIP3.n分别为电路中各级器件的噪声系数、增益和输出三阶截断点。

通过Cascade软件对信道最小信号输入情况下的增益 G及噪声系数 NF、输出 1 dB压缩点 P-1dB、输出三阶截断点OIP3指标进行仿真，结果如图2所示，仿真结果与上面计算结果一致。本接收机设计仿真结果为：增益G=50 dB，噪声系数 NF=7.02 dB，P-1dB=18.59 dBm，OIP3=46.59 dBm。

3 调试与测试

3.1 版图设计

为满足小型化和高集成度的要求，本接收机的信道射频部分采用了MCM技术和微组装工艺实现方案，最终结构尺寸为150×79×10 mm3。射频部分、变频部分、中频部分采用分腔设计，在空间上避免不同频率之间组合产生干扰信号，避免经放大后的后级大信号反馈到前级发生自激，同时满足不同信道输入输出之间隔离度的要求。

射频信道与电源和控制板分布于模块正反两面，电源和控制信号通过低频绝缘子提供给射频信道。射频信道选用材料为RT/duroid 5880的单层基片，电源与控制板选用材料为FR-4的6层PCB板。

3.2 指标调试

信道的噪声系数主要由低噪声放大器LNA之前的器件损耗、LNA自身的增益和噪声系数决定。可靠的装配工艺使得LNA及之前的器件的损耗、增益和噪声系数指标达到设计值，以使整个信道的噪声系数达到设计值。为使信道噪声系数保留可调试余量，在LNA和一混之前设计有固定衰减，可减小此衰减进而改善噪声系数。

信道的输出三阶截断点OIP3主要由末两级放大器的OIP3决定。不过，对于实际的信道链路，信道的线性度指标主要被混频器限制，因为放大器的线性度指标可以做高，而混频器的线性度指标较为局限，尽管混频器在整个链路中对OIP3的影响不如末两级放大器。图3为本设计选用的放大器的OIP3随频率变化图，图4为本设计选用的混频器OIP3在本振功率为19 dBm时随频率的变化图。由图可见，在此设计中，放大器的OIP3最佳值在49 dBm左右，混频器的OIP3最佳值在25 dBm左右。

在调试过程中，首先保证本振功率达到混频器的要求电平+19 dBm，否则本振功率较低将导致混频器插损变大，OIP3变差。然后，适当调整信道的固定衰减分配，在保证噪声系数的情况下，尽量将固定衰减放在一混频器或二混频器前，优先保证混频器的线性度。最后，调整末两级放大器的馈电电感L1，如图5所示。器件手册推荐工作频率在20 MHz～1 000 MHz时，L1选用 470 nH，但实际调试OIP3时，L1选用680 nH效果最佳。

图2 接收仿真结果

图3 末级放大器的OIP3随频率变化图

图4 混频器的输入IP3随频率变化图

图5 末级放大器推荐电路图

3.3 指标测试

式中，a1和 a3分别为基波和三阶交调分量的系数，V0为输出电压。

由于-90 dBm的三阶产物电平太小，可能小于两个信号源之间的三阶交调产物，也可能接近频谱仪的接收灵敏度，而导致实测结果不准确。因此，在选择和设置测试仪器时，需要减小测试仪器对测试准确度的影响。增加信号源间的隔离度，减小信号的输入功率，可以提高三阶交调测试的准确度[19]。本方案的测试框图如图6所示，在功分器两个输入端各增加10 dB的固定衰减，不仅提高了信号源之间的隔离度，还减小了信道的输入功率。通过设置频谱仪机械衰减器衰减值，改变频谱仪的灵敏度，可以准确测试到小于-90 dBm的三阶产物，测试结果如图7所示。

图6 OIP3测试框图

图7 三阶产物测试结果

不同工作频率，接收机的噪声系数和三阶截断点测试结果如表2和表3所示。

4 结论

本接收机信道设计采用两次变频的超外差电路架构，从接收机的两个关键指标动态范围和灵敏度入手，分析并设计了信道的增益、噪声系数、三阶截断点指标，选型合适的元器件对链路指标进行了仿真。采用MCM技术实现信道硬件设计，准确定位并调试了影响指标的关键点，制定了改进的测试方案，实测结果噪声系数达到7 dB，输出三阶截断点达到46.5 dBm。测试结果与仿真结果基本一致，表明此设计方案是准确可行的。与参考文献涉及的接收机指标相比，本文三阶截断点指标提高超过5 dB，双音动态范围提高超过20 dB，且采取 MCM技术和微组装工艺，小型化程度更高，对小型化大动态范围接收机的设计有支撑和借鉴意义。

表2 接收机噪声系数测试结果

表3 接收机三阶截断点测试结果