一种适用于同步整流开关电源的过零检测电路

严尔梅 ，韦远武 ，虢 韬 ，杨 军

（1.贵州电网公司输电运行检修分公司，贵州 贵阳550002；2.成都厚明科技有限公司，四川 成都610051）

随着便携式电子产品的快速发展，开关电源逐步向高效、低功耗等方向发展，控制模式方面也出现了许多创新，同步整流控制模式以更低的导通损耗而得到广泛的应用。

本文基于同步整流控制模式的BUCK变换器，设计了一种适用于同步整流模式开关电源的过零检测电路。对于同步整流的DC-DC变换器而言，当驱动较重的负载并工作在连续导通模式（CCM）时，由于同步整流管的低导通阻抗，使得在续流过程中导通损耗降低，从而使变换器的效率大幅度提高。但处于轻载模式时，如果没有过零检测电路，在同步整流管续流过程中，当电感电流降为零时，同步整流管不会被关断，这时必然导致输出电容上的电荷从电感与同步整流管流向地，电流发生倒灌，从而影响系统的整体性能指标，导致整个电路的效率降低。并且上述倒灌电流在下一周期会对供电电源造成冲击，影响整体系统的可靠性。过零检测电路的功能在于，变换器工作于轻载模式时，过零检测电路检测同步整流管的电流变化，在同步整流管续流电流为零时，过零检测电路输出相应的控制逻辑，关断同步整流管，使得变换器工作在不连续导通模式（DCM）下，以此来提高开关电源在轻载下的工作效率和可靠性[1-2]。

1 过零检测电路的必要性

在BUCK型DC-DC转换器中，根据整流方式的不同，可分为同步整流模式和异步整流模式。对于异步整流模式BUCK型DC-DC转换器，由于采用二极管进行续流，会产生较大的导通损耗，降低系统的效率。而同步整流模式在续流过程中，同步整流管工作于深线性区，导通损耗极低，所以能够极大地提高系统效率。但当工作于轻载状态时，如果同步整流管续流电流为零时不能被及时关闭，则系统效率会极大地降低，而且可能会使系统受损。因此，针对同步整流BUCK转换器，设计一款高精度、低功耗的过零检测电路是非常有必要的。

以图1所示BUCK型转换器拓扑结构对过零检测电路的工作原理进行叙述。其中M1为主开关功率管，M2为同步整流管，L1为电感,Cout为输出电容,Rload为负载电阻。正常工作时，M1和M2的栅极电压相位相反。当M1开启时，M2关闭；M1关闭时，M2开启进行续流，从而解决了传统异步整流中导通损耗大的问题。当负载电流较大时，电感电流整个周期内都不会为零，因此M1和M2交替开启和关闭，不会存在问题。但当负载电流较小时，M1开启一段时间后关闭，M2随后开启进行续流，由于负载电流较小，电感电流会逐渐减小为零，此时如果不能及时关断同步整流管M2，输出电容Cout将通过电感L1和M2进行到地的放电，造成不必要的功耗，所以此时必须使用过零检测电路将M2关闭，提高系统性能和可靠性[3]。

图1 BUCK型同步整流模式转换器拓扑结构示意图

2 过零检测电路设计

2.1 电路设计重点

为了便于分析，以图1为例，该同步整流BUCK变换器的电源电压为 VIN，输出电压为 VO。首先设 M1、M2的导通阻抗分别为 RON1、RON2，则在主开关管 M1导通、M2关断时，SW端的电压VSW1为：

而同步整流管M2导通、M1关断时，SW端电压VSW2为：

为了降低导通损耗，一般 RON1、RON2两电阻设计得非常小，只有几十到几百毫欧姆，因此SW端电压最高可达近似VIN电压，而一般BUCK转换器的输入电压范围较宽，最高可达几十伏特，因此在设计过程中必须考虑过零检测电路的高压保护功能，防止对检测电路中的器件造成损坏。

另外，由于变换器内部的逻辑延迟、线延迟和一些寄生参数的影响，在检测电感电流时，过零检测电路并不是在电感续流电流恰好为零时才产生将同步整流管关闭的信号，而是在电感电流稍大于零时即产生将同步整流管关闭的信号，这样通过一定延迟后，能够在电感电流为零时关闭同步整流管，从而提高了效率，并且不会出现电流倒灌的现象[4]。例如本电路所应用的BUCK转换器在检测到电感续流电流为50 mA左右时发出关闭同步整流管的信号。而过零检测电路是通过采样SW端电压进行检测续流电流，因此同步整流管的等效电阻对检测精度有较大的影响，RON1、RON2电阻值可以写成下面形式：

其中，μ为沟道载流子迁移率，COX为单位面积的栅氧化层电容，VTH为MOSFET的阈值电压。根据式(3)可知，MOS管工作在深线性区的导通阻抗易受 μ、COX、VTH等工艺参数以及环境温度的影响，因此设计过程中必须考虑如何降低工艺和环境温度对电路检测精度的影响[5]。

2.2 具体电路的实现

本文所设计的过零检测电路的实际电路图如图2所示。 其中 MP1～MP4、MN1～MN5以及 LDMOS管 NLD1～NLD2组成电流检测电路，将同步整流管漏端电压转换成电流；MP5、MN7组成电流比较器，检测电感续流电流是否将要发生过零现象。为了便于对电路原理的叙述，需要对以下几个电路参数进行说明：MP1、MP2、MP3管流过的电流均为 I；MN1、MN2、MN3的宽长比相同，MN5、MN6的宽长比也相同；VC1、VC2为控制逻辑信号，用于控制过零检测电路为过零检测状态或者为高压保护状态，且 VC1与 VC2相位相反；NLD1、NLD2为与同步整流管相同类型的耐压管，并且两管的沉底均连接到各自的源极；该模块的电源电压为VDD，也即是同步整流管的栅端高电平电压。下面针对过零检测电路的两种状态进行原理分析。

图2 过零检测电路实际电路图

(1)过零检测状态：当上端功率管 M1关闭时，同步整流管M2开启，此时VC2为高电平，VC1为低电平，过零检测电路的等效电路如图3所示，其中RON_NLD1、RON_NLD2分别为NLD1管和NLD2管的导通阻抗。当SW电压高于某一值时，MP5电流将大于MN7电流，输出发生翻转。设流过MN3的电流为I1，则由KVL定理可分别得到MN1、MN2 的栅极电压 VGMN1、VGMN2。

图3 过零检测状态等效电路图

因为VGMN1=VGMN2，且流过MN2和MN1的电流相同，因此VGSMN1=VGSMN2。另外由电流比较器可知，当输出发生翻转时I1=I，则可以得到翻转点对应的电感电流IL为：

其中，RON2为同步整流管的导通阻抗。NLD1和NLD2的栅源电压和整流管开启时的栅源电压相等，利用式(3)，可将翻转点对应的电感电流简化为：

从式(7)可以看出，输出发生翻转时电感电流IL不再与工艺和温度有关，只与 NLD1、NLD2、M2管的宽长比以及偏置电流有关，而在该系统中偏置电流被设计为一个几乎不随温度变化的量，因此该过零检测电路具有非常高的精度与稳定性。

(2)高压保护状态：整流管 M2关闭、主开关功率管M1开启时，SW端电压近似等于电源电压VIN。为了保护过零检测电路，此时VC1为高电平，VC2为低电平，等效电路如图4所示，其中D_NLD2为NLD2管的寄生体二极管。由于该二极管的存在，实现了SW端的高电压与过零检测电路低压管的隔离，从而保护了内部器件不会受到损坏；并且M6管的开启使MN2的源端电位低于MN1的源端电位，因此流过MN3的电流为0，过零检测电路的输出不会发生误动作。

图4 高压保护状态等效电路图

3 仿真结果及其分析

本文采用 0.6 μm CD工艺，使用 Hspice对图2所示电路进行了仿真验证，仿真结果如图5、图6所示。

图5 不同温度下输出翻转时续流电流仿真曲线

图6 不同工艺角下输出翻转时续流电流仿真曲线

图5为在 VDD=5 V、VC2为高电平、VC1为低电平、TT corner下，在 4个温度点(-40℃、25℃、85℃、125℃)对同步整流功率管的漏电流进行DC扫描的仿真波形图。由图可知，Vout信号在同步整流管电流约为50 mA时发生了翻转，表1给出4个温度下的电流翻转点。由表1可以看出，不同温度下电流翻转点仅相差0.65 mA，而相对偏离误差最大为0.68%，由此也证明了前面分析中所述翻转电流不随温度发生变化的特性。

表1 不同温度下的电流翻转点及相对偏离误差

图6是在 VDD=5 V、VC2为高电平、VC1为低电平、室温25℃下，对同步整流功率管的漏电流在不同工艺角的一个DC扫描。由图可知，在不同工艺角下，Vout在同步整流功率管电流约为50 mA时发生了翻转。由表2可以看出，不同工艺角下电流翻转点只有1.21 mA的差异，而相对偏离误差最大为1.26%，由此也证明了所设计电路检测电流时随工艺偏差极小。

表2 不同工艺角下的电流翻转点及相对偏离误差

本文设计了一种适用于同步整流模式开关电源的高精度、低功耗过零检测电路。与传统结构相比，该过零检测电路结构简单且精度高，而且由于该架构只使用了少量的MOS，极大地节省了版图面积。此外，该过零检测电路的特性受工艺和温度的影响极小。

[1]赵婉婉.一种高效同步升压型芯片中过零检测电路的研究与分析[D].成都：西南交通大学，2008.

[2]王辉，王松林，来新泉，等.同步整流降压型 DC-DC过零检测电路的设计[J].固体电子学进展，2010，30(2)：276-280.

[3]PRESSMAN A I.开关电源设汁(第二版)[M].王志强，译.北京：电子工业出版社，2005．

[4]陈海.现代集成DC-DC变换器的高效率控制技术研究[D].浙江：浙江大学，2009.

[5]唐圣兰.一种高效率同步整流升压DC-DC变换器设计研究[D].成都：电子科技大学，2007．