三电平NPC牵引变流器无传感器矢量控制策略研究

葛洪勇，胡 冰，张利军，崔晓光，邵春伟

(中车青岛四方车辆研究所有限公司，青岛 266031)

0 引 言

三电平牵引变流器中性点电压平衡方法有硬件和软件控制两方面:硬件控制会增加硬件成本，一般不采用；软件方法[1-2]主要是注入零序分量，滞环控制比较粗糙，容易导致输出电流谐波含量变大，主动控制在中性点偏移电压不存在影响时也会一直调整，比较繁琐。基于虚拟控制矢量[3-4]的中性点电压平衡方法会导致功率管开关次数增加，增加器件损耗和温升，实际系统往往不可取。

感应电机无传感器矢量控制[5]中位置角度的观测对控制效果影响明显，电压模型[6]的转速观测方法易受数学模型以及干扰噪声等因素的影响。模型参数自适应观测方法[7-9]实现了估算转速的闭环调节，系统抗扰动能力得到加强，但不同观测模型各有优缺点。死区效应[10-11]严重影响变频器输出电压和负载电流，导致转矩脉动和谐波，因此需要研究三电平二极管钳位型(NPC)牵引变流器的死区补偿方法。

针对三电平NPC牵引变流器在感应电机无传感器矢量控制中的应用，本文基于空间矢量调制算法(SVPWM)，通过引入大小不同的中性点电压偏移阈值，在不同的阈值下对矢量作用时间采用滞环控制和主动控制相结合的方法，解决了中性点电压平衡问题；在全阶磁链状态观测器获取电机转速信息基础上，优化矢量控制中电流内环控制架构，并对死区补偿策略进行分析研究，提出了基于三电平NPC牵引变流器的无传感器矢量控制策略。

1 中性点平衡策略

三电平NPC牵引变流器主电路拓扑结构如图1所示，Udc为直流供电，C1和C2为均压电容，O点为中性电位点，每相桥臂存在4个可控功率管。以O点为零电位的参考点，每个桥臂就只有Udc/2，0和-Udc/2三种可能得到的输出电平，分别记为正(P)、零(0)和负(N)三种状态。

图1 三电平NPC牵引变流器主电路原理图

根据两电平空间矢量调制方式，α，β矢量平面的六边形可以被分为6个大扇区，从α轴开始，按照逆时针方向，6大扇区分别命名为Ⅰ～Ⅵ，在每个大扇区中，考虑电平状态又划分为若干的小区域，得到三电平SVPWM的空间矢量图，如图2所示。标号Ⅰ～Ⅵ对应6个大扇区，每个大扇区内又划分成6个小区域，标号1～6对应每个大扇区内的6个小区域。

图2 三电平SVPWM扇区划分图

针对每个大扇区内的小区域，在开关周期TS中，按照七段式电压矢量合成原则，电压空间矢量作用的时间和顺序如表1所示。

表1 SVPWM发波顺序及时间

其中，负小矢量作用时，电流从中性点流出，进而使中性点电位降低；正小矢量作用时，电流流入中性点，进而使中性点电位升高。根据正、负小矢量在参与参考电压空间矢量合成时对中性点电压作用相反的特点，引入小矢量调节因子，电压最大程度地保持在中性点附近。具有调节因子的发波时间和顺序如表2所示。

表2 具有调节因子的SVPWM发波顺序及时间

传统滞环控制中调节因子k只取-1、0 、1，因此正、负小矢量的切换幅度较大，输出电流的谐波含量较大，影响了电能质量。本文引入大小不同的中性点电压偏移阈值，在不同的阈值下对正、负小矢量作用时间采用主动和滞环相结合的控制方法，使中性点平衡调节得更加快速准确。

设定中性点电压偏移值为ΔUdc=Udc1-Udc2，Udc1，Udc2分别为C1和C2两端电压，阈值设置为ΔUdc1和ΔUdc2，且存在ΔUdc1<ΔUdc2，调节k值。

当|ΔUdc|≤ΔUdc1时，k=0，即无需调节。

当ΔUdc1<|ΔUdc|≤ΔUdc2时，再进行判断：若ΔUdc1<ΔUdc≤ΔUdc2，则需要减少负小矢量作用时间，k由母线电压偏差PI调节产生，并限制幅值为-1～0之间。若-ΔUdc2≤ΔUdc<-ΔUdc1，则需要增加负小矢量作用时间，k由母线电压偏差的PI调节产生，输出限制幅值为0～1之间。

当|ΔUdc|>ΔUdc2时，说明中性点电位偏移较严重，再进行判断:若ΔUdc>ΔUdc2，k=-1；若-ΔUdc2>ΔUdc，k=1。

进而得到调节因子k的计算公式：

(1)

2 无传感器矢量控制策略

采用全阶磁链状态观测器进行转子位置估算，并优化电流内环控制架构，分析三电平SVPWM死区补偿策略，得到感应电机无传感器矢量控制策略。

2.1 转速估算及电流内环优化

针对感应电机控制模型，选取定子电流和转子磁链为状态变量，建立感应电机状态空间方程：

(2)

通过反馈增益矩阵建立基于电机数学模型的全阶磁链状态观测器，其表达式：

(3)

采用PI形式估算转速：

(4)

转子磁场定向控制策略中，在不考虑耦合项的情况下，MT轴电流内环一般通过PI调节，即：

(6)

控制系统中存在的PI环有转速环、转速估算环、MT轴电流环，基速以上还存在弱磁环，各个控制环节之间会存在相互耦合的现象，导致电流内环控制裕度相对较小，控制参数不易调试，常出现在某一转速段具有较好的控制效果，但当转速进入另一区域后，控制效果变差甚至失控。本文在传统PI调节基础上，根据感应电机数学模型，得到新的电流内环控制系统数字实现模型。

在转子磁场定向控制策略下，可得到M,T轴定子电压方程：

(7)

感应电机转子磁场建立后，在较短的开关周期内M轴电流几乎不变，认为ψr=LmisM，可以得到简化定子电压方程：

(8)

实际系统中，微分项作用和比例环节一致，进而得到M,T轴参考电压数学模型：

(9)

这样电流内环只需要调节K1、K2，并且根据感应电机电流内环数学模型和电机参数，可以得到K1、K2的理论计算值，再根据实际系统控制效果进行微调试即可。

2.2 三电平SVPWM死区补偿

对于无传感器矢量控制系统中磁链观测器的设计，通常用参考电压代替输出电压，当两者存在偏差时将导致磁链、转速信息估算不准确，影响控制性能，尤其是零低速工况。因此需要进行合理的死区补偿，保证输出电压和参考电压的一致性。

在三电平NPC牵引变流器中，每相桥臂都存在4个功率开关器件，由两路调制信号和载波比较产生。设定Sk1和Sk3由一路调制波T1kcmp和载波比较产生，互补开通；Sk2和Sk4由另一路调制波T2kcmp和载波比较产生，互补开通。互补开通存在死区时间，根据电流ik的方向，分析死区影响，其中k表示a，b，c三相中的一个。

规定流向负载侧的方向为正方向，以a相桥臂为例，分析死区时间影响如图3所示。

图3 三电平牵引变流器死区影响

设置死区时间为Td，开关周期为Ts，三角载波变化规律为-1→1→-1，则调制波上死区补偿值：

(10)

图3仅分析输出电平在Udc/2和0之间切换工况，同理可知，输出电平在-Udc/2和0切换工况。考虑电流方向、电平切换条件和计数方向，得到三电平SVPWM死区补偿公式如表3所示。

表3 三电平SVPWM调制波死区补偿

根据上述分析，可以得到三电平NPC牵引变流器的感应电机无传感器矢量控制框图，如图4所示。

图4 无传感器矢量控制框图

3 仿真和实验验证

3.1 仿真分析

为了验证本文所提控制策略的有效实用性，选取150kW感应电机电气参数如表4所示。搭建基于三电平NPC牵引变流器硬件拓扑的无传感器矢量控制仿真模型，对控制策略进行验证。

表4 感应电机电气参数

设置目标转速为1 480r/min，4s时加载至50%额定转矩，6s时加载至100%额定转矩，图5为滞环控制和本文中性点平衡控制策略的对比。可见，本文控制策略动态调整快，能够保证很小的中性点偏移电压。图6、图7、图8为三电平牵引变流器无传感器矢量控制中转速观测及闭环跟踪、定子端电流及输出转矩、额定负载工况时定子端电压及电流的仿真波形。可见，全阶磁链状态观测器设计有效，转速观测误差在±3r/min内，矢量控制动、静态效果良好，满足工程实用和产品技术需求。

(a) 滞环控制

图6 转速观测及转速闭环跟踪

图7 定子端电流及输出转矩

(a) 定子端脉冲电压

3.2 实验分析

在电机实验台上验证三电平NPC牵引变流器无传感器矢量控制策略，通过DSP28335实现控制算法。图9为额定转速、额定负载转矩工况定子端电流。可见，额定工况控制效果良好。图10为电机零速带载80%额定转矩起动过程波形。可见，带载动态过程运行平稳，无电流冲击。图11为堵转工况，变流器带电机限流运行波形。可见，观测器零低速观测效果良好，实验验证了本文控制策略的有效性。

图9 额定负载工况定子端电流

图10 零速带载起动波形

图11 堵转限流运行波形

4 结 语

本文基于空间矢量调制算法(SVPWM)，提出了根据不同电压阈值选取滞环和主动控制的策略，解决了中性点电压平衡问题；在全阶磁链状态观测器获取电机转速信息基础上，优化矢量控制中电流内环控制架构，电机控制参数不仅更加具有理论依据，而且方便实际系统调试；在分析死区时间影响的基础上，提出了基于三电平SVPWM的实时死区补偿方法，具有实现简单、代码量少的优点。仿真和实验验证了本文控制策略的适用性和有效性。