一种基于包络跟踪的宽带Doherty放大器设计

(中国空间技术研究院 西安分院，西安710100)

1 引 言

现代通信标准采用高阶调制方式来提高数据速率和频谱利用率，这导致高峰均功率比(Peak-to-Average Power Ratio，PAPR)值。不幸的是，高PAPR降低了传统射频(Radio Frequency,RF)功放(Power Amplifier,PA)的转换效率。故提高PA大回退功率处的效率成为国内外的研究焦点。

Doherty放大器技术因回退功率处效率高而得到重视。然而，传统Doherty负载调制仅回退6 dB，而现代通信(如LTE、5G、WiMAX)PAPR 典型范围为8～12 dB。

限制传统Doherty放大器在现代通信中应用的另一个因素是带宽，实际传统Doherty放大器有限的带宽(<10%[1])不能满足宽带工作的需要，因为长期演进(Long-Term Evolution,LTE) Advanced所需聚合带宽大于100 MHz。再者，当旧的无线标准需要向下兼容时，宽带放大器可减小硬件冗余。

近年来，Qureshi提出将管子输出电容和引线电感吸收进类集总传输线(Quasi-lumped Transmission Line)阻抗变换器中，这是增加传统Doherty带宽的关键。文献[1-2]几乎独立地提出非对称漏极偏置可以扩展Doherty的工作带宽。另外，文献[3]指出结合混合输入信号和非对称偏置还可以扩展宽带Doherty功率回退范围，通过调节主功放的漏极偏压，使得Doherty在很大功率回退范围保持较高的效率。文献[4]从理论上推导出通过调节主功放的漏压和辅助功放的栅压可以控制回退功率,实现宽带Doherty的效率可重构，然而靠手动调节偏压在试验阶段是可行的，在工程应用中，现行的移动通信系统多采用高PAPR的非恒定包络调制方式，若采用手动调节偏压明显增加了时间成本和人力成本。

本文提出采用包络跟踪(Envelope Tracking，ET)的方法来实现根据输入信号的包络大小自适应调节主功放的漏压和辅助功放的栅压，仿真设计结果验证了此方法的正确性和有效性。

2 固定偏压的宽带Doherty设计

为了包络跟踪的宽带Doherty设计，以及方便其研究比较，先设计固定偏压下的Doherty。主辅功放均选用Cree公司CGH40010F，如图1所示，两管子输出端通过类集总λ/4传输线连接,其特性阻抗ZT和电长度θ可通过文献[5]中提出的解析公式直接求出。主功放偏置在深AB类，栅极偏压为-2.9 V；辅助功放偏置在C类，漏极偏压取56 V[2]。两管子采用相同的输入匹配，先用微带线和RC并联使管子工作在稳定区，再通过一段传输线将输入阻抗变换为实数，最后通过Klopfenstein渐变线宽带匹配到50 Ω。

图1 固定偏压的宽带Doherty原理图Fig.1 Schematic circuit diagram of broadband Doherty with fixed bias

对固定偏压的宽带Doherty，根据文献[4]中理论，调节低的主功放漏偏和高的辅助功放栅偏可实现回退效率可调。图2是在ADS(Advanced Design System)环境下设计回退功率X分别为6 dB、8 dB、10 dB时得到的PAE(Power Added Efficiency)曲线，验证了可以通过调节主功放的漏偏和辅助功放的栅偏来控制回退功率大小。图3和图4分别是1.0 GHz和1.4 GHz时PAE在不同的功率回退范围的变化情况，表明回退效率在回退范围X增加时有所降低，这是因为主功放在低漏压时受导通电阻Ron影响较大。主功放的漏压和辅助功放的栅压偏置条件，如表1所示。1.2 GHz时的增益如图5所示，X为6 dB、8 dB、10 dB偏置条件下，由于X=10 dB时是小功率输入，主功放的漏压较低，故增益较小，但当输出功率接近饱和时，增益与X为6 dB和8 dB相差不大。

图2 1.2 GHz时固定偏压与ET情况下PAEFig.2 Simulated PAE for fixed bias and ET at 1.2 GHz

图3 1.0 GHz时固定偏压与ET情况下PAEFig.3 Simulated PAE for fixed bias and ET at 1.0 GHz

图4 1.4 GHz时固定偏压与ET情况下PAEFig.4 Simulated PAE for fixed bias and ET at 1.4 GHz

表1 回退范围X为6 dB、8 dB、10 dB对应的偏置条件Tab.1 Bias condition for back-off level X=6,8,10 dB

图5 1.2 GHz时固定偏压与ET情况下增益Fig.5 Simulated gain for fixed bias and ET at 1.2 GHz

3 ET宽带Doherty设计

为了减小手动调节固定偏压的宽带Doherty的人力和时间成本，笔者提出基于ET的Doherty。电路设计的原理图如图6所示，射频输入经过弱耦合分出少量调制信号，调制信号中携带全部的包络信息，经过线性放大器和二极管包络检波得到包络电压，通过压控电压源和直流电压源的组合来为主功放的漏极和辅助功放的栅极提供偏压。绝大部分射频信号输入功分器分配给主功放和辅助功放参与功率放大，最后经过输出端合成网络输出。

ET电路中线性放大器的增益60 dB，检波二极管RS=2 Ω，Cj0=5 fF，考虑到二极管的输出包络电压主要受射频输入包络的控制，而压控电压源的输出电压与检波二极管的输出包络电压成线性关系，为了让压控电压源和直流电压源的组合逼近表1，提出线性映射的方法，以主功放漏压为例阐述其原理：

(1)先给压控电压源增益GD、GD1初设一个初始值，如表2第二列所示Vdm;直流电压源初始值为0，即短路。

表2 不同回退范围下Vdm和的对应关系Tab.2 The correspondence of Vdm with at different back-off levels

(2)将仿真结果图7在小功率(Pin=18 dBm)和大功率(Pin=34 dBm)两处给出的Vdm按线性对应关系V′=aV+b投影，求得参数a=0.245 098,b=14.651 96,aGD=3.756 373×10-3。

图7 初始值情况下偏压V随Pin变化Fig.7 The bias voltage versus the input power in the initial condition

(3)返回电路修改GD为aGD，直流电压源Vdc为b。

(4)同样的方法计算Vga、aGD、b，如表3所示。

表3 对应关系及a、b、aGD计算结果Tab.3 The correspondence and calculated results of a,b and aGD

经过线性计算后偏压Vdm、Vga如图8所示，在不同的功率回退，符合表1中的偏压。当然亦可以通过改变线性映射关系来设计最大回退范围，达到应用要求的ET宽带Doherty。

图8 线性映射后偏压V随Pin变化Fig.8 The bias voltage versus the input power after the linearity mapping

包含ET的宽带Doherty的PAE如图2～4，可以看出在10 dB功率回退范围，效率明显高于X=10 dB固定偏置，原因是固定偏置主功放很低的漏压在高功率区域严重降低了Doherty的增益(如图5～7)，造成效率下降。为了检测ET的引入是否造成线性度的恶化，图9比较了1.2 GHz±5 MHz固定偏置与ET下的IM3，可以看到无论是上边带还是下边带均没有恶化。

图9 1.2 GHz±5 MHz固定偏置与ET下的Doherty IM3对比Fig.9 The IM3 comparison between fixed bias and ET at 1.2 GHz±5 MHz

4 结 论

本文提出的包络跟踪宽带Doherty设计中采用线性映射来降低ET设计的难度，根据输入信号包络大小映射主功放漏极偏压和辅助功放的栅极偏

压，实现效率在大动态范围内较固定偏压Doherty放大器提高了8%。引入包络跟踪显著降低了宽带Doherty手动调节偏压的人力成本和时间成本，为此类放大器设计提供了参考。