一种宽频带可配置数字射频调制的实现方法*

严 雯

(中国西南电子技术研究所,成都 610036)



一种宽频带可配置数字射频调制的实现方法*

严 雯**

(中国西南电子技术研究所,成都 610036)

针对航空电子系统能力提升和体积重量功耗的矛盾，提出了一种宽频带可配置数字射频调制的设计与实现方法，使用数字信号处理的方法实现调制和上变频，将数字化推进到天线接口单元。首先，对比分析了3种发射信道的实现架构；其次，基于数字射频调制信道架构设计了宽频带可配置发射信道；然后,针对宽频带可配置数字射频调制在实现过程遇到的问题，一一给出了解决方法，即N次谐波调制技术、多相采样降速技术、最优本振选择方法。实现结果表明，相比传统二次发射信号的产生方案，本设计能够产生高质量的射频发射信号，幅度误差仅为1.7%RMS(Percent Root Mean Square)，相位误差小于1°，误差向量幅度(EVM)仅为2.345%RMS，并具有宽频带优良的谐杂波抑制能力。

航空电子系统；软件无线电；数字射频调制；宽频带可配置信道；多相结构

1 引 言

随着航空电子系统功能的日益强大和用户需求的增加，系统功能和体积、重量、功耗的限制冲突越来越严重，基于软件无线电思想设计的通用化、标准化、可重构系统成为机载航空电子系统的发展方向。通信导航监视系统是航空电子系统的重要组成部分，主要工作在2 MHz～2.5 GHz，功能复杂，涵盖多种波形和技术体制。为了满足系统低功耗、小型化、轻量化、通用化、可复用、可移植的设计需求，迫切需要借用软件无线电[1]的设计思想，设计可配置的数字射频调制信道，一方面利用数字电路代替原有的模拟电路，简化电路结构，缩小信道尺寸，降低设备功耗；另一方面，通过加载不同的处理软件，配置不同的信道参数，实现不同功能，提高资源的通用性和复用性。

1996年，为了基于标准的系统架构实现多功能、多频段、多模式、网络化的无线电系统，支撑美军下一代电台的发展,美军提出了联合战术无线电系统(Joint Tactical Radio System,JTRS) 。JTRS在通用性和复用性上做了大量工作，构建开放的软/硬件架构，制定标准的接口和统一的资源管理，实现“两步法发射和超外差接收”的通用收发信机，支持2 MHz～2 GHz频段内包括Link11、Link16、Link22在内的多种波形加载，实现了统架构、统硬件和统波形的设计初衷。

近两年来，ADI公司推出了高集成射频捷变收发器[2]，将射频放大器、模拟滤波器、混频器、解调器、频率合成器等电路集成在一个芯片中，让软件无线电产生了革命性进步，由“两步法发射和超外差接收”迈进“直接变换发射和零中频接收”架构。目前，该技术正在3G、4G移动通信和广播电视通信中推广应用。然而，芯片的高集成度也带来通道隔离度等性能指标的不足。

数字射频调制是理想的软件无线电架构，但实际应用很少，仅在短波通信和移动通信中偶有研究[3-4]。文献[3]描述的短波通信工作频率低，实现相对容易。文献[4]主要基于频率调制进行设计且仅支持1 GHz以内信号的产生，难以将该技术在不同频段、不同波形上推广应用。

针对发射信道，本文提出一种宽频段可配置数字射频调制的设计与实现方法，利用高性能数模转换器(Digital to Analog Converter,DAC)芯片、现场可编程门阵列(Field Programmable Gate Array,FPGA)器件和通用数字信号处理器(Digital Signal Processor,DSP)芯片搭建通用数字射频调制发送硬件信道，将数字化进一步向天线孔径推移；使用数字信号处理的方法实现调制和上变频，支持频段内不同频率、多种应用波形的射频直接调制。

2 发射信道架构对比

目前，发射机包括两步法发射信道、直接变换发射信道和数字射频调制信道等3种主要架构。

2.1 两步法发射信道架构

两步法发射是先在较低的中频上进行调制，然后将已调制信号上变频搬移到发射的载频上。该技术成熟，广泛应用于航空电子设备和系统，Collins、Honeywell等厂家研制的各型机载电台就采用了该技术。在该结构中，需要进行两次模拟变频处理，大量的模拟器件导致体积尺寸相对较大。但该技术采样速率相对较低，对DAC指标要求低，性能稳定，容易实现。

2.2 直接变换发射信道架构

直接变换发射信道架构是随着高集成射频捷变收发器的推出，在民用移动通信和广播电视中开始使用的架构，但在航空电子通信领域还比较少。直接变换发射主要设计思想就是将基带调制信号经过一次模拟混频上变频到射频，架构简单。但是,该架构依托于高集成度、扩展功能的DA/AD芯片[2]，性能指标基本由芯片指标决定，缺乏灵活性。

2.3 数字射频调制信道架构

数字射频调制信道架构是软件无线电的理想架构，但实际应用很少。该技术直接使用数字信号处理的方法实现调制和上变频，全数字处理直接输出射频信号。该架构在直接变换发射信道架构的基础上，完全省去了模拟变频处理，进一步提高了数字化程度，更加符合理想的软件无线电设计理念。在该架构下，由于使用的数字载波，根据Nyquist采样定律，所需的本振频率将远远高于实际的载波频率，将不存在本振频率牵引问题，不会影响发射信道的性能指标。并且，该架构采用全数字处理直接输出射频，能有效避免模拟混频所带来的非线性和噪声，理论上具有更好的性能。

3种发射信道架构对比如表1所示。

表1 3种发射信道架构对比Tab.1 Comparison among three transmission channel architectures

3 总体框架

本文基于数字射频调制信道架构进行宽频带可配置发射信道设计，总体框架如图1所示。通过FPGA进行全数字处理，产生指定的基带调制波形，支持波形可配置；通过直接数字式频率合成器(Direct Digital Synthesizer,DDS)产生指定波形的符号速率，支持带宽可配置；通过本文所述关键技术配置多相调制相位数、DAC工作频率、FPGA的工作时钟频率，使得DAC输出指定的射频信号，从而支持射频频率可配置。

图1 数字射频调制发射信道架构示意图Fig.1 Schematic diagram of digital RF modulation transmission channel architecture

4 关键技术

宽频带可配置数字射频调制在实现过程中主要面临以下问题：

(1)根据Nyquist采样定律，要支持2 MHz～2.5 GHz的通用宽频带信道数字载波的产生，至少需要5 GHz采样率的DAC芯片。一方面，目前市面上支持该速率的高性能DAC芯片正处于开发阶段，其硬件可靠性和信号传输稳定性需要进一步验证；另一方面，高性能DAC芯片为国外芯片，面临禁运风险。因此，面临的首要问题为高性能DAC芯片无法满足2 MHz～2.5 GHz频段内数字载波的产生要求，首要难题是如何使用较低性能的DAC芯片实现2 MHz～2.5 GHz频段内数字载波的产生。

(2)目前，虽然高性能DAC芯片支持GHz采样率，但是FPGA芯片处理能力有限，通常仅支持200 MHz级别的处理时钟。因此，面临的第二个难题是如何让低采样率的FPGA芯片匹配高速的DA芯片。

(3)对于宽频带可配置发射信道，产生高质量的射频信号受载波频率、多相位数M、DAC工作频率等多种因素的影响。因此，面临的第三个问题是如何选择最优输入本振，设计通用数字射频调制发射信道，支持不同频段波形的加载和任意可配。

针对上述3个问题，本文提出了N次谐波调制技术、多相采样降速技术、最优本振选择方法3个关键技术。

4.1N次谐波调制技术

DAC工作时，输出模拟信号频谱以采样率为周期呈现谐波分量，不同谐波分量以sinc(x)函数特性递衰。定义[(n-1)π,nπ](n≥1)频带为第nNyquist区。对于常规DAC转换后的信号，1 Nyquist区具有最优频谱特性，2 Nyquist区和3 Nyquist区的谐波依次恶化。

N次谐波调制技术利用离散信号在频域的周期性，共轭对称性[5-6]，使用2 Nyquist区和3 Nyquist区的谐波分量产生数字载波。基本原理为：在原有DA变换的基础上人为引入高频分量，抑制1 Nyquist区的信号功率，增加谐波在2 Nyquist区和3 Nyquist区的增益，从而使得2 Nyquist区和3 Nyquist区的谐波具备高增益和优良的幅相平衡性。

对于输入数字信号s[n]，DAC输出信号s(t)可以表示为

(1)

式中：s[n]为输入信号，Ts为采样周期。常规DAC采样保持方法使用1 Nyquist区的频谱分量产生数字载波，即对输入数字信号在采样周期内进行采样保持，则对应的频率响应函数为

H(j2πf)=Ts×sinc(fTs)×e-j2πf×Ts/2。

(2)

DAC通过双倍速率(Double Data Rate,DDR)的方式对数字信号进行正反相处理，在原有DA变换的基础上人为引入高频分量，称为MIX模式,即上升沿获取输入采样数据，下降沿生成反相采样数据。采样处理过程描述如图2所示。

图2 DAC芯片MIX模式采样处理示意图Fig.2 MIX-mode waveforms of DAC

上述处理过程得到DAC的频率响应函数为

H(j2πf)=T1·sinc(fT1)·e-j2πf×T1/2-(Ts-T1)·sinc(f(Ts-T1))·e-j2πf×(Ts+T1)/2。

(3)

当T1=Ts/2时，得到

(4)

DAC在常规和MIX模式下的频率响应仿真图如图3所示。由图可知，MIX模式下最大增益输出区间位于采样率fs附近。

图3 DAC常规和MIX模式频率响应图Fig.3 Frequency response of DAC with normal and MIX mode

4.2 多相采样降速技术

为了让低采样率的FPGA芯片匹配高采样率的DAC芯片，本文基于多相载波技术在FPGA芯片上对数字信号进行了采样降速处理。

多相采样降速技术利用FPGA芯片提供的高速并串转换能力，让L路相同频率、不同相位的低采样率载波信号合成1路高采样率数字载波信号，从而在低采样率的FPGA芯片实现高速率的数字载波信号。低采样率载波信号的采样率为高采用率载波信号的1/L。多相采样降速技术原理如图4所示。其中，多相载波的产生利用多相DDS完成。在本设计中，多相DDS使用一个积分器+L路移相器和查表构成，生成L路并行的正余弦信号，用以完成对基带信号的数字变频。

在本设计的多相DDS中，由于载波频率可能位于第1～3 Nyquist区，等效多相载波频率需要分别考虑，经分析多相DDS频率控制字C仅决定于载频fc和采样频率fs，按照如下公式进行计算：

(5)

式中：N是积分器位宽，为偶数;L表示多相载波的总相位数。

对应的第i个移相器输出的相位值Pi的计算方程为

Pi=PI+(i-1)·fc·2N/fs,1≤i

(6)

式中：PI是DDS的积分器输出相位。

已调数字信号需要使用反sinc(x)函数进行幅相均衡滤波，滤波器的多相分解推导如下：

对于数字信号x[n]，滤波响应函数可以表示为

(7)

式中：N为滤波器长度。如果将h(n)按照下列的排列分成L个组，并设N为L的整数倍，即N/L=Q，Q为整数，则

(8)

(9)

从而得到幅相均衡滤波器的多相实现结构，如图5所示。

图5 幅相均衡滤波器的多相实现结构Fig.5 Amplitude and phase equalization filter structure

4.3 最优本振选择方法

经过前面分析可知，理论上可以利用N次谐波调制和多相采样降速技术，采用数字射频调制信道架构产生2 MHz～2.5 GHz内的射频信号。但在实际应用中，产生高质量的射频信号受载波频率fc、多相位数L、DAC工作频率fs等多种因素的影响。特别是利用2 Nyquist、3 Nyquist区频谱产生射频信号，其杂散、平坦度等指标很大程度与fs的选择密切相关。同时，考虑避免镜像频谱叠加并方便高效带通滤波器的设计，以获得最佳的信号质量。

一种最优本振选择步骤如下：

Step 1 根据已知的射频载波频率fc，DAC器件支持的最大工作时钟频率Fmax，计算决定DAC工作频率参考值fr。根据两者数值的相对大小，结合工程经验，采用如下选取方程：

(10)

Step 2 根据DAC工作频率参考值fr，结合FPGA能够满足时序约束的稳定工作时钟频率范围，确定基带多相调制所采用的相位数L，其中为L偶数，考虑到实现难度，L选取不大于16。

Step 3 根据已选多相调制相位数L和DAC工作频率参考值fr，确定频率综合器的输出时钟，即DAC的采样时钟fs，进而得到对应FPGA的工作时钟频率fF，其中，

fs=L×fF

(11)

且满足

(L-1)×fF

(12)

对于宽频带可配置数字射频调制信道，可利用时钟处理芯片，对给定的基准晶振频率，基于上述方法进行本振配置，用以保证生成高质量射频信号。

5 实验性能测试

按照上述设计，本文搭建了支持2 MHz～2.5 GHz频段、10 MHz信号带宽的数字射频直接调制发送信道。

首先，以载波为2.086 92 GHz的BPSK调制信号为例，对输出射频信号进行频谱分析和矢量信号分析。图6为输出单载波频谱图，在50 MHz带宽内观测，输出杂散抑制优于68 dB，具有很好的宽带杂波抑制能力。

图6 杂散频谱图Fig.6 Spurious spectrum

图7为在相同射频频率下调制信号，输出射频信号的幅度误差仅为1.7%RMS(Percent Root Mean Square)，相位误差小于1°，误差向量幅度(Error Vector Magnitude,EVM)仅为2.345%RMS，具有很好的信号质量。

图7 数字射频调制信号矢量分析图Fig.7 Vector analysis of digital RF modulation

然后，通过设置不同的符号速率、射频频率、调制方式，对本方法与传统两步法发射信道架构下的实现进行了性能对比，结果如表2所示。

表2 发射信号质量对比Tab.2 Transmit signal quality comparison

从表2中可以看出，随着符号速率、调制阶数的增加，本方法和传统两步法所输出的调制信号质量均呈现下降趋势,而发射频率的变化对信号质量的影响相对较小。这是由于符号速率、调制阶数的增加会引起符号速率与系统时钟的比率升高，从而导致量化噪声恶化，引起射频输出性能下降。对比两种方法的测试结果可以看出，在相同条件下，本方法输出信号的幅度误差、相位误差、EVM等指标明显优于传统两步法，具有更优良的性能。传统两步法发射信道架构在实际工程中由于受制于放大器非线性、噪声叠加、群时延等影响，指标在传递过程中逐级恶化，输出的射频信号指标会有不同程度的下降。而本设计的数字射频直接调制架构，使用数字信号处理的方法实现调制和上变频，消除了模拟电路带来的信道恶化，因此，发射信号质量远优于传统设计方法。

6 结 论

本文提出了一种宽频段可配置数字射频调制的设计与实现方法，采用N次谐波调制技术、多相采样降速技术、最优本振选择方法等关键技术，克服了实现性难题，实现了调制和上变频的数字化，完全消除了模拟电路带来的信道恶化。实验结果显示，使用本设计生成的射频调制信号，相比传统方法，各方面指标更优。本方法满足通用化、可复用、可移植的设计需求，支持频段内不同频率、不同速率、不同应用波形的配置，可应用于不同领域的通信发射系统中，对于数字化发射机的实现和软件无线电的推广应用具有重要意义。

[1] 钟瑜,陈颖,卢建川.新一代航空数据链端机的SCA 架构设计[J].电讯技术，2012，52(4):447-451. ZHONG Yu,CHEN Ying,LU Jianchuan. Structure design of software communications architecture for new generation radio of aeronautic data link system[J].Telecommunication Engineering,2012,52(4):447-451.(in Chinese)

[2] 唐俊，范红，严杰，等．AD9361 在无线通信数字中继器中的应用[J]．微型机与应用，2016，35(4):98-100,103. TANG Jun,FAN Hong,YAN Jie,et al.The application of wireless FM radio signal digital repeater based on AD9361[J]．Microcomputer & Its Applications,2016,35(4):98-100,103.(in Chinese)

[3] 杨勇，梁峰，周勇敢. 基于射频数字化的短波软件无线电研究[J]． 计算机与网络,2012,38(18)：62-64. YANG Yong,LIANG Feng,ZHOU Yonggan.Research on HF software-defined radio based on RF diaitalization[J].Computer & Network,2012,38(18) ：62-64.(in Chinese)

[4] STASZEWSKI R B. All-digital RF frequency modulation[C]//Proceedings of 2011 IEEE International Symposium on Circuits and Systems(ISCAS). Rio de Janeiro,Brazil:IEEE,2011:426 - 429.

[5] 杨晓菲,何丰.信号与系统[M].北京：机械工业出版社，2012.

[6] COUCH L W. 数字与模拟通信系统[M].6版.罗新民,任品毅,田琛,等,译.北京：电子工业出版社,2002.

An Implementation Method of Digital RF Modulation Based on Wideband Reconfigurable Channel

YAN Wen

(Southwest China Institute of Electronic Technology,Chengdu 610036,China)

In order to improve the capability of avionics system under limited size,weight and power,this paper proposes a design method of wideband reconfigurable digital radio frequency(RF) modulation,in which the digitalization is pushed to the antenna interface unit so that both the baseband and up-conversion are realized through digital signal processing. First,three transmission architectures are comparatively analyzed. Then the wideband reconfigurable transmitter framework is proposed based on the digital RF modulation transmission channel architecture. Key techniques such asN-time harmonic modulation technique,poly-phase down-sampling technique,and optimal local oscillator selection method are adopted to solve the problems in the implementation process. The results indicate that this design has better performance than traditional method.The magnitude error of RF transmitting signal is only 1.7%RMS(Percent Root Mean Square),phase error less than 1°,error vector magnitude(EVM) 2.345%RMS,and wider span of clean spectrum is achieved.

avionics system；software defined radio;digital radio frequency modulation;wideband reconfigurable channel;poly-phase structure

10.3969/j.issn.1001-893x.2017.07.011

严雯.一种宽频带可配置数字射频调制的实现方法[J].电讯技术，2017,57(7):795-800.[YAN Wen.An implementation method of digital RF modulation based on wideband reconfigurable channel[J].Telecommunication Engineering,2017,57(7):795-800.]

2017-04-06；

2017-06-01 Received date:2017-04-06；Revised date：2017-06-01

TN836

A

1001-893X(2017)07-0795-06

严 雯(1983—)，女，四川高县人，2009年于电子科技大学获硕士学位，现为工程师，主要研究方向为航空通信系统总体设计。

Email:yanwen9@126.com

**通信作者：yanwen9@126.com Corresponding author：yanwen9@126.com