基于SEPIC变换器的高功率因数LED照明电源设计

沈霞， 王洪诚， 许瑾

(西南石油大学电子信息工程学院，四川成都 610500)

0 引言

近年来，全球性的能源短缺和环境污染问题日益突出，人们迫切希望应用节能环保的新技术，对照明电源也提出了更高的要求。传统的白炽灯效率低、耗电高;荧光灯可以省电，但使用寿命短、易碎，废弃物存在汞污染;高强度气体放电灯存在效率低、耗电高、寿命短等缺点。在同样亮度下，LED灯的电能消耗仅为白炽灯的1/8。预计到2010年，照明用电可达3 225亿度以上，假如到2010年有1/3以上的白炽灯被LED灯所取代，那么一年可节约照明用电1 000亿度，节省原煤0.5亿吨，减少废气及尘渣排放量约667万吨［1］，同时半导体照明器件中不含汞、钠元素等危害健康的物质，废弃物可回收，绿色环保，LED灯具的使用寿命可达5～10年，寿命长。目前，LED照明的应用主要集中在两个方向:一个是低亮度应用场合，比如便携式电子产品的液晶显示屏的背光照明;另一个是高亮度照明的应用场合，比如大平面液晶的背光照明、家用及户外照明等。对于大功率的照明应用场合，LED在功耗和寿命上面的优势很明显，因此对LED照明及其驱动电源的研究很有意义［2－4］。传统的LED驱动电源虽然可以实现LED亮度调节，但是不能实现功率因数校正，输入功率因数比较低。由于LED驱动电源通常在一个很小的封闭的空间使用，对电源的体积有严格的限制，并且封闭的空间降低了通风效果，因此要求电源的损耗小。通过对多种拓扑的比较，选择了SEPIC电路作为驱动电源的主拓扑，完成对输出电流的控制和功率因数校正。在现有的文献中SEPIC电路用于PFC时都工作在断续模式［5－6］(discontinuous current mode，DCM)下，而对工作在临界连续模式(boundary conduction mode，BCM)下实现PFC讨论的很少，本文从理论上证明了工作在临界连续模式下实现PFC是可行的，并通过实验加以验证。本文设计了一个LED驱动电源，通过合理选择主电路参数和对控制回路的设计，既能满足对LED亮度调节的要求，又能实现功率因数校正，且功率因数校正电路为单级功率因数校正电路，相对两级功率因数校正电路，所用器件少，损耗低，尺寸小，尤其适合空间狭小的照明电源。

1 驱动电源拓扑结构和控制方式

LED需要的驱动电源，由交流电整流后再直直变换得到，整流电路通常采用二极管桥式整流并用电解电容进行滤波，这种方式功率因数比较低，对电网带来较大的谐波污染，通过有源功率因数校正电路减小谐波对电网的污染，因此电源的拓扑结构要能够较好的实现PFC，同时损耗也是需要考虑的重要因素，最后LED的电源通常都需要封闭起来，变换器的尺寸也受到限制［7－8］。因此选择的变换器应具有以下优点:器件少，高效率，尺寸小。常用的有源功率因数校正的拓扑结构有BOOST，反激变换器，SEPIC等。BOOST变换器简单，效率比较高，但是其只能实现升压，适合于输出电压高于输入电压的场合，LED驱动电源需要升/降压，因此不能选用BOOST。隔离型的反激变换器也可以实现功率因数校正，输出电压既能升压又能降压，但是反激变换器中的变压器只工作在第一象限，磁芯利用率不高，同时需要加上一些缓冲电路，变换器的效率不高，且电源尺寸大［9－11］。而SEPIC电路的输出可以实现升压也可以实现降压，而且相对反激变换器，SEPIC变换器的输入电流是连续的，用于滤波的输入电感体积小，且SEPIC不需要添加缓冲电路，可以减小电源的尺寸，提高电源的效率，所以选择SEPIC电路作为驱动电路的拓扑结构。

图1为基于SEPIC变换器的高功率LED照明电源主电路和控制电路简图。LED的亮度和流过LED的电流大小基本是成正比的，只要控制LED的电流大小就可以调节LED的亮度。图1中C1上的电压为经过桥式整流后的电压，R1和MOS管串联，采样流过MOS管的电流，R2和负载LED串联，采样负载电流信号。

图1 SEPIC变换器的主电路和控制电路原理Fig.1 Main circuit and control circuit of SEPIC converter

从图1可以看出，R2对流过LED上的电流采样，得到的信号和基准信号Vref进行比较，其误差经放大器放大后，作为乘法器的一路输入，用于控制LED的亮度，改变采样电阻R2的大小，就可以改变LED的亮度。乘法器的另一路输入为输入端电压的采样信号，乘法器输出结果再与MOS管和电感L1的电流采样信号相比较，产生的PWM脉冲用于控制MOS管的开关，实现对负载电流和输入电流的控制，最终完成LED亮度调节和功率因数校正。

2 SEPIC工作原理分析

根据流过D5的电流是否总大于零将SEPIC电路的工作模式分为断续工作模式，连续工作模式(continuous current mode，CCM)和临界连续工作模式，采用BCM实现PFC。临界连续模式下不同开关模态下的等效电路如图2所示。下面分析中Ts表示开关周期，Ton，Td分别是一个周期内MOS管导通和二极管导通的时间。

图2 临界连续模式下不同开关模态下的等效电路Fig.2 Equivalent circuit during turn on and turn off periods at boundary conduction mode

1)工作模式一:MOS管开通

为MOS管导通时SEPIC电路的等效电路图。在t=0时，MOS管Q导通，二极管D5截止，图中把C1的电压作为电源电压，这是一个经过二极管桥式整流后的脉动波，脉动波的峰值用表示。由于开关频率远大于母线频率，因此在一个开关周期内母线电压可以认为是不变的，即认为C1上的电压是恒定的，输入为一个直流信号。这时形成两个回路:第一个是电源C1，L1和Q回路，在的作用下，电感电流线性增长，电流波形如图3(a)所示。第二个是C2，Q和L2回路，电感电流iL2线性增长，同时C3向负载供电，电流波形图如图3(b)所示。假设在t=0时刻流过电感L1电流和流过L2电流分别是和iL2(0)，当Q导通时，加在L1的电压为，可以证明当C2大小选择合适有=v，则L2上电压也为。可以得到

式中0≤t≤Ton。从以上3个式子和图3都可以看出，当t=Ton时，iL1(t)和iL2(t)最大，这时MOS管关断，工作模式一结束，MOS管上电流波形如图3(b)所示。

图3 SEPIC电路在临界连续模式下电流波形Fig.3 Waveforms of Current SEPIC at BCM

2)工作模式二:二极管导通

图2(b)为MOS管关断时SEPIC电路的等效电路图。当t=时MOS管Q关断，此时形成两个回路，第一个是电源C1、L1、C2经过二极管D5到负载，电源和电感L1储能同时向C2和负载馈送，C2储能增加，而减小;另外L2经D5至负载的回路，L2储能释放到负载，故下降，电流波形如图3(a)，(b)所示。由于D5导通，加在L2上的电压为－V0，其中V0为输出电压，同时C1上的电压等于输入电压，所以加在L1上的电压也为－V0，当=－时流过二极管D5的电流下降到0，二极管关断，二极管电流波形如图3(d)所示。这时MOS管Q就导通，电路工作在临界连续模式。根据以上分析，二极管导通阶段可以得到

显然当=－时，该模态结束，可以得到该模态持续的时间为

其中输入输出比

通过选择合适的R3，R4，C4和C5值调节控制环路补偿参数，使得本电源的整个控制环路的带宽小于20 Hz而低于线电压频率，补偿器的输出可以被认为在1/2个工频周期内是恒定的，因此MOS管的峰值电流与线电压成正比，MOS管的峰值电流也是正弦曲线，正弦曲线的峰值用Ipk表示，可以得到MOS管电流的峰值

在临界连续模式下，根据式(1)和式(2)可以得到

其中ton(t)为半个工频周期范围内每个开关周期中MOS管导通时间。当MOS管Q导通时，根据式(3)可以得到流过MOS管的峰值电流为

将式(8)代入式(11)可以得到MOS管Q导通时间

通过式(12)可以看出，当SEPIC电路工作在临界连续模式时，在一定的输入电压和负载条件下，MOS管的开通时间是固定的。根据L1，L2上的伏秒平衡可得td(t)=Tonvc1(t)/V0，可以得到MOS管的开关频率为

可以看出来，临界连续的SEPIC电路的开关频率是随着输入电压变化的，这和工作在恒定开关频率的DCM是不同的。

考虑到电路工作在临界连续模式下，MOS管刚开通时流过MOS管的电流为0，根据C2上的安秒平衡可以得到

可得到电感电流初始值为

输入电流平均值

根据前面推导代入整理得

输入电流

可以看出理想情况下当K=0时，

是理想的正弦波，功率因数为1。同时当K很小的时候，可以使功率因数接近1。

3 SEPIC电路参数和实验结果

实验中具体电路参数为:输入电压幅值范围:AC 85～265 V;L1=1.4 mH;L2=0.45 mH;C1=10 nF;C2=0.47 μF;C3=680 μF;LED 为 20 个高亮白光LED串联。控制环路补偿器件参数:R3=22 kΩ;R4=27 kΩ;C4=1 μF;C5=33 nF。输出电流:350 mA。功率因数:0.9以上。输出电压纹波:<5%。

图4所示为输入电压和输入电流的相位关系。图中输入电压为经变压器降压后的电网电压。通过图4可以看出，输入电流与输入电压相位相同，输入电流很好的跟随输入电压，实现了功率因数校正。

图4 输入电压和输入电流的相位关系Fig.4 Phase relation of input current and input voltage

图5所示为经过二极管桥式整流后的输入电压，MOS管的驱动电压，电感L1和电感L2上的电流波形图，其中图5(a)为全局图，图5(b)和图5(c)为局部放大图。

从图5(a)可以看出，电感L1和电感L2上的电流波形的包络线是正弦交流电压的正半周。图5(b)和图5(c)的实验波形和图3的理论分析得到的波形是一致的。

图5 整流后输入电压，MOS管的驱动电压，电感L1和电感L2上的电流波形Fig.5 Waveforms of input rectified AC voltage，gate voltage of MOS，current of L1and L2

通过图5(b)和图5(c)比较可以看出，MOS管的导通的时间是恒定的，关断时间是可变的，开关频率也是可变的，这也是和DCM的控制的一个区别。

图6所示为经过二极管桥式整流后的输入电压，输出电压纹波和输出电压的关系，可以看出当输出直流电压为65 V时，纹波电压峰峰值为2 V，输出纹波约为3%，输出纹波较小。

图7为不同的输入电压时，SEPIC变换器的功率因数和效率曲线。可以看出，在一定的输出电压条件下，输入电压变高，功率因数在逐渐变低，这个结论和以上对SEPIC工作在临界连续模式下，功率因数和输入电压关系的理论分析是一致的。虽然电压高时，功率因数有所下降，但是都在0.95以上，达到了功率因数校正的目的，并且整个电源效率高达92.3%。

图6 整流后的输入电压，输出电压纹波和输出电压波形图Fig.6 Waveforms of input rectified AC voltage，ripple of output voltage and output voltage

图7 功率因数及其效率和输入电压的关系Fig.7 Relation curve of power factor value，efficiency and input voltage

4 结语

本文介绍了一种用于LED照明的高功率因数电源的设计，电源主电路拓扑采用SEPIC变换器，利用单级变换器实现功率因数校正，使用的器件少，损耗低，电源体积小;反馈控制简单，能对输出电压进行升压和降压控制和对输出电流进行控制，实现对LED的亮度控制。文中首先从理论上证明了SEPIC变换器工作在临界连续模式时可以实现功率因数校正，分析了功率因数值和输入输出电压比的关系，然后通过实验结果证明输入电压在85～265 V之间功率因数值都在0.95以上，达到了功率因数校正的目的，并可以对输出电流进行控制，实现对LED亮度的控制，整个电源的效率高达92.3%。

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