直流微电网中双向LLC谐振型变换器的研究

郝 成，郝云飞，张 怡

（华北理工大学电气工程学院，河北 唐山 063210）

1 引言

现如今，传统能源的大量消耗，虽然使人类得到一些便捷，但是对环境及生态系统造成了严重的破坏。为此我们需要找到更加符合生态环境的清洁能源。直流微电网（DC micro-grid）作为一种新兴领域，可以在分布式发电的基础上，实现高效、清洁的目标。DC-DC变换器作为直流微电网重要的组成部分，针对微电网的效率、功率、稳定性方面出现的问题，很多学者和研究者提出了一系列DC-DC变换器的拓扑结构和控制策略。

文献[1]所提出的DC-DC变换器可以很好地适用于直流微电网中，但是功率较小；文献[2-3]针对一些小容量的LLC谐振变换器进行研究分析，它可以实现变换器的进一步优化，但不适用于电网的功率要求。谐振变换器因它本身的软开关特性，使得越来越多的人对此进行分析。研究文献[4]中提出了一种移相控制策略下的全桥拓扑的双向DC-DC变换器，可以应用在电压调节范围很宽的场合。

但同时会破坏变换器原本的软开关性质，降低变换器的效率；文献[5]中提出在变换器中加入有源钳位电路，这样可以保证软开关的特性。但同时也造成了设计上的困难。文献[6]提出一种新型拓扑结构的变换器，该变换器可以实现较好的电压调节性能，但是无法实现能量双向流通，不适用于直流微电网中。

文献[7]提出一种全桥谐振DC-DC 电源方案可以实现效率的提高，但同样无法实现能量双向流通。文献[8]提出一种谐振变换器的拓扑结构，同样也可以实现软开关，但是增加了结构的复杂性。

直流微电网中的DC-DC变换器必须实现能量双向流动；故障隔离；宽范围输入电压调节[9-11]。针对这些要求提出一种适合直流微电网的大功率DC-DC变换器，从而解决能量双向流动、软开关、宽电压范围及变换器效率低的问题。

2 双向LLC 谐振型变换器的拓扑及工作原理

2.1 双向LLC谐振型变换器的拓扑

高频变压器用于电气隔离，左右两侧均为全桥结构，如图1所示。S1～S4构成原边侧的全桥变换器，S5～S8构成副边侧的全桥变换器。D1～D4为原边侧在反向工作时的整流二极管，D5～D8为副边侧在正向工作时的整流二极管。C1～C4为原边侧开关管的寄生电容，C5～C8为副边侧开关管的寄生电容。Lm作为励磁电感，在变换器正向工作时，等效在原边侧。Lr1、Cr1、Lr2、Cr2分别为原边侧及副边侧的谐振电感和谐振电容。

图1 双向全桥LLC谐振变换器Fig.1 Bidirectional Full-Bridge LLC Resonant Ronverter

变换器的原边侧和副边侧结构均采用全桥结构，当变换器运行在正向模式时，原边侧的开关管实现逆变，副边侧的开关管实现整流。下面以正向模式为例，分析双向全桥LLC谐振变换器的工作原理及模态。

2.2 双向LLC谐振型变换器的工作原理

当双向LLC谐振变换器工作在正向模式时，它的工作波形图，如图2所示。

图中：Vgs—开关MOS管的驱动电压信号；

iLr1—原边侧谐振电感电流波形；

iLm—流过励磁电感的电流波形；

VCr1—原边侧谐振电容两端的电压波形；

VAB—A、B之间的电压波形；

iD—流过整流二极管的电流波形。

当变换器正向工作时，原边侧谐振电感Lr1和原边侧谐振电容Cr1发生谐振，谐振频率为：

变换器根据开关频率的大小可以分为三种模式：

（1）fm＜fs＜fr欠谐振模式；

（2）fs=fr临界谐振模式；

（3）fs＞fr过谐振模式。

当变换器工作在欠谐振模式时，工作波形，如图2所示，可以看出，在此模式下在一小段时间内整流侧二极管通过的电流为0，即当二极管开题或关断时可以实现ZCS，从最后的仿真结果也得出开关管可以实现ZVS的结论，实现ZVS和ZCS可以减小开通关断损耗，大大提高变换器的工作效率。所以以下是对欠谐振模式下的工作原理的分析。

为了分析简单，对工作过程做如下假设：（1）变换器在稳态模式下运行；（2）为了分析直观明了，将死区时间放大。

在一个工作周期内，LLC 谐振变换器可以分成8 个工作模态，因为在此周期内前后工作过程相似，所以只分析前4个模态。

工作模态1[t0～t1]：t0时刻变换器处于整流管和逆变管全部关断的时期（死区阶段），开关管S1、S3已经关断，S2、S4尚未开通，此时因为电流流过谐振电感的值和流过励磁电感的值相同，所以原边侧的能量无法向副边侧传递，原边副边无法进行能量传递，同时副边侧的整流二极管关断。工作模态2[t1～t2]：t1时刻开始，因为谐振电流流过二极管D1、D3，所以二极管D1、D3起到续流的作用。

到t2时刻，开关管两端的电压经二极管续流后近似为0，满足了开关管ZVS实现的条件。

A、B两点的电压VAB约等于输入电压Vin，谐振电流和励磁电流开始反向增加，变压器原边侧副边侧重新连接，开始能量传递。副边侧整流二极管D5、D7导通。工作模态3[t2～t3]：t2时刻时，经驱动信号作用，开关管S1、S3ZVS开通。

此时原边侧谐振电感Lr1和原边侧谐振电容Cr1发生谐振，iLr1增加，iLm增加。

D5、D7开始参与整流。工作模态4[t3～t4]：从t3时刻开始，iLr1和iLm相等，变压器原边与副边再次断开连接，能量停止传递。

流过副边侧二极管的电流逐渐下降等于0，整流二极管处于零电流关断。

此时Lr1、Cr1和励磁电感发生谐振时，因为谐振的周期变长，谐振电流的增长趋势近似一条直线。

3 双向LLC 谐振型变换器电压增益特性分析及参数设计

3.1 直流电压增益特性分析

双向LLC谐振变换器属于非线性系统，用非线性分析方法过于复杂。所以用基波分析法（FHA）来简化电路。

对谐振网络输入信号进行分析处理，忽略高次谐波，只保留基波分量，对开关网络和整流输出网络进行傅里叶变换，得到谐振网络的输入电压为：

把变压器的副边折算到原边可得到关于双向LLC谐振变换器的交流电压基波等效电路图，如图3所示。

图3 谐振变换器的交流电压基波等效电路图Fig.3 AC Voltage Fundamental Wave EquivalentCircuit Diagram of Resonant Converter

使用Mathcad 软件描绘电压增益（在图中用函数表示）随归一化频率fn（在图中用x表示）变化的函数图，取k=10，如图4所示。

图4 k=10下的电压增益随归一化频率变化的曲线图Fig.4 Curve of Voltage Gain with Normalized Frequency at Different k Values

如图从上而下依次为Q取0.1、0.2、0.5、1、2、5时的电压增益变化曲线，fn=1，也即谐振频率等于开关频率为谐振点，此时不管Q值怎么变化，电压增益始终为1。对图4分析可知，当Q值过大超过一定范围时，开关频率减小电压增益减小，影响电压输出；但当Q值过小时，会拓宽电路的通频带，容易受到外部的干扰从而使输出电压不稳定。当Q=0.2时，使用Mathcad软件描绘电压增益关于k值变化的曲线，如图5所示。

图5 Q=0.2下的电压增益随归一化频率变化的曲线图Fig.5 Curve of Voltage Gain with Normalized Frequency at Different Q Values

3.2 双向LLC谐振变换器的参数设计

3.2.1 励磁电感的设计

3.2.3 谐振电容的设计

当变换器工作在谐振点时，增益接近1，此时效率最高。当开关频率越高时，谐振电容两端的电压越小，对谐振电容的选取来说更加容易。

4 双向LLC 谐振型变换器移相控制的工作原理及电压增益分析

移相控制的工作波形，如图6所示。

图6 移相控制的工作波形Fig.6 Phase Shift Control Working Waveform

通过控制使得S3滞后于S1一个移相角θ导通，从而使变压器的一次电压为三电平。

经分析可知移相角θ与变换器增益M有关，可推导出θ与M的关系。

由于采用移相控制策略时，谐振电流的谐波分量会相对增加，如果采用上述的基波分析法进行分析可能产生较大误差，所以一般采用时域分析法分析。

此方程组无法由显性公式求出解。但是可以通过赋值法，得到不同Q值下M随D的变化关系。当k=10 时，如表1 所示。从表1 中可以看出M随D的增大而增大，当D为1 时M 达到最大为1。

表1 不同Q值下M随D的变化关系Tab.1 Shows the Relationship Between M and D Under Different Q Values

5 仿真分析

为了验证对双向LLC谐振变换器软开关的研究成果，使用PSIM软件对变换器进行仿真。仿真电路具体参数取值，如表2所示。输入电压为800v，输出电压稳定在300v左右，因为正向与反向工作状态相似，以正向为例。正向工作下空载和满载的输出电压波形，如图7、图8所示。

表2 主要仿真参数Tab.2 Main Simulation Parameters

图7 正向工作时空载状态下输出电压波形Fig.7 Output Voltage Waveform Under No-Load Condition During Forward Operation

图8 正向工作时满载状态下输出电压波形Fig.8 Output Voltage Waveform at Full Load During Forward Operation

从图7、图8可以得出在空载满载工作状态下直流输出电压基本无波动，都可以维持在300V左右。这说明变换器具有良好的调节输出电压的能力。开关管两侧的电压和驱动信号电压波形，如图9所示。

图9 开关管S1的驱动电压Vgs1和两端电压Vds1Fig.9 Driving Voltage and Voltage Across the Switch S1

由图9 可知当变换器的开关管导通时，两端的电压近似为零，也即驱动信号触发之前，开关管两端电压实现ZVS即零电压开通。谐振电流、励磁电流副边整流二极管的电流波形，如图10所示。

图10 谐振电流、励磁电流副边整流二极管的电流波形Fig.10 Resonant Current、Excitation Current Secondary Rectifier Diode Current Waveform

由图10 可以看出，当变换器发生谐振时，电感两端的电流近似为正弦波，当励磁电流和谐振电流相等时，变压器两端断开没有能量交换，整流二极管桥臂电流为零，实现ZCS关断即零电流关断。

当直流微电网并网时可能发生电压波动，所以需要验证在输入电压发生突变时，输出电压能否保持稳定。

当输入电压由800V变为850V时，输出电压的波形，如图11所示。

图11 满载状态下输入电压改变时，输出电压的波形Fig.11 Output Voltage Waveform When the Input Voltage Changes Under Full Load

经过PSIM 仿真实验，在移相控制策略下，双向谐振变换器的输出电压稳定在300V。当输入电压发生突变时，移相控制起到调节作用，最后保持输出电压的稳定。

6 结论

提出一种适用于直流微电网的双向LLC 谐振DC-DC 变换器的拓扑结构，该拓扑结构可以实现能量的双向流动，并且在移相控制策略下可以实现软开关的同时拓宽输入电压范围并保持输出电压的稳定，大大提高了变换器的效率。