基于R2A20114SP的功率因数校正电路

吴磊涛，张贤彪，谭 赛

（海军工程大学 舰船综合电力技术国防科技重点实验室，湖北 武汉430033）

0 引 言

大多数电源采用二极管和电容组成输入电路，由于整流二极管的非线性特点和滤波电容的储能作用，使得输入电流波形严重畸变，呈脉冲状，其中含有大量的谐波，这些谐波注入电网，引起严重的谐波污染［1］，导致了整流电路的功率因数低下，电能被浪费在各种损耗中，转化为内能使元件发热，浪费电能，还导致整流元件老化，严重会导致整个整流模块崩溃，电机无法工作。而波形畸变的电流供给电机时，也会导致电机运行的不稳定，严重降低电机的运行性能。因此在技术角度研究提高整流侧的功率因数，是非常必要的。

根据功率因数（PF）的定义，即

式中，I1为输入基波电流有效值；Irms为输入电流有效值；用γ＝表示输入电流失真系数；cosФ为基波电流与基波电压的相移因数。

可见功率因数（PF）由电流失真系数γ和cosФ决定。cosФ低，则表示用电设备的无功功率大，电能利用率低。γ值低，则表示输入电流谐波分量大，对电网造成污染。因此功率因数校正，就是对电路采取措施，使输入电流波形接近正弦波并与输入电压同相位。电流正弦化是使电流波形失真系数为1；同相位是使cosФ＝1。综合这两点便可实现功率因数趋近于1［2］。

据此，提出一种基于R2A20114SP芯片的PFC电路，满足了电源设计的要求，并通过实验验证电路的可行性和稳定性。

1 功率因数校正电路的拓扑结构

校正电路同时实现对输入电流的整形和对输出电压的调节，电路简单、成本低、功率密度高，在小功率场合得到了广泛的应用。其原理框图如图1。

图1 电路模块图

电路分为两个部分：主电路和控制电路。其中主电路包括前置滤波器、AC－DC（整流）、Boost升压电路；控制电路包括芯片控制电路、采样电路、驱动电路；此外还有一个附属的稳压直流电源，对芯片供电。

主电路采用220 V工频交流电作为电源。前置滤波器主要是两个Ω型滤波器组成，消除电网中各种干扰，获得一个比较标准的正弦波。整流电路采用单相桥式结构，进行AC－DC变换。在这里采用Boost电路拓扑的原因是Boost电路电感电流临界连续，可以抑制EMI（Electro Magnetic Interference电磁干扰）噪声，电流失真小、输出功率大，驱动电路简单。由于输入功率是脉动的，但负载的功率需求是恒定的，必须在负载之前增加一个大容量的电容吸收功率，另外DCDC转换器需要它消除纹波，调节输出电压。

控制电路保证芯片的正常工作，它的反馈有三个来源，一个是从输入电压上采样的信号，作为斩波的依据；一个是从输出电压上取下的信号，它是进行过压保护的依据。还有一个输入电流信号CS，它是驱动功率MOSFET或IGBT通断的依据，另外，该信号还承担主电路过流保护的任务。功率MOSFET或IGBT的驱动可以由芯片单独完成，但是考虑到芯片的负载能力不足，特别添加一个配置的驱动电路，使得IGBT或MOSFET获得足够的驱动电流。

2 R2A20114SP的工作原理

2.1 交错功能的概念

在功率因数校正电路中，交错是指电路中多个开关交错导通，即每个开关的周期和占空比相同，但是开通的时刻依次滞后相等的时间。通常是利用两个或两个以上的开关管电路，每个电路都运行在交错状态下。由于电路的增多导致复杂性提高，稳定性变差，损耗也增高，在中小功率场合反而不能提高功率因数。因此目前交错功率因数校正电路多采用两个基本电路。

运用交错技术，能使输入电流纹波减小，提高了功率因数，减小前级EMI滤波器的尺寸；与常规的校正电路相比，在传输相同功率的条件下，流经开关管的电流更小，降低了开关管的通态损耗，提高了效率。

2.2 R2A20114SP的原理和优点

R2A20114SP是临界导通模式PFC控制IC，其利用交错功能来提高效率。在交错操作周期内，2个升压电路交替运行，以便对输入电流波形进行整形。它将输入纹波电流降至先前采用单升压电路的1/4；通过提高轻负载条件下的效率而在所有负载区域内均实现了高转换效率，当它在轻负载下运行且无需高输出功率时，R2A20114SP可以停止其中一个升压电路。这样，就可以提高轻负载下的效率，并且还可以在几乎所有负载区域内实现高转换效率。

单路导通PFC升压拓扑图如图2（a）所示。图2（b）所示为基于R2A20114SP控制IC的PFC升压拓扑。由图2（b）可以看出，电路含有主从2个PFC开关（Q1与Q2）、2个升压电感器（L1与L2）和2个升压二极管（D1与D2），输入和输出电容共用一个接地点［3］。

图2 两种导通模式的拓扑结构比较

单路导通模式中，PFC只能控制一个变换器，当电感电流斜升到峰值时，则关断PFC开关MOSFET，直到电感电流衰减至零为止。一旦电感电流降至零，MOSFET再次导通，开始新的开关周期，电感电流从零开始再次斜升，开/关循环产生基波电感电流，以图3中信号1和L1的电流为例，一个开关周期中的峰值电感电流IPK（t）与导通时间TON和瞬时AC线路输入电压UAC（t）确定电感值为

平均输入电流为峰值电感电流的一半，即：

交错导通模式中，R2A20112控制2个升压PWM电源变换器，其电流关系如图3所示，可以得出

从图3可看出，输入电流变为连续，其平均值接近电感电流的峰值。而常规的单路临界状态boost电路的输入电流平均值只有其峰值的一半，故在传输相同的功率下，交错模式的电感电流可比后者小一半，流经开关管的电流也将减小一半，两个开关管的通态损耗减少一半。由于输入电流的纹波减小，频率为开关频率的两倍，降低了电流的高频谐波含量，在常规PFC电路基础上提高了功率因数。

图3 驱动信号与对应电感电流的关系［4］

3 电路实现

3.1 主电路部分

在整流之前需要消除公共电网中的各类干扰。针对公共电网中的共模干扰和差模干扰同时存在的情况，采用共模扼流圈来实现该功能。针对电网中的高频干扰，使用π型电容滤波消除。

图4中两组电感可视为共模扼流圈，绕向一致，当电源电流流过时，同组两个线圈中的电流方向相反，产生的磁场可以互相抵消，相当于没有电感效应。共模扼流圈两端并联的三个电容C4、C5、C6是滤波电容，对差模干扰起抑制作用，与电感构成π型滤波器。经过处理之后，用整流桥将输入电压进行整流。880 kΩ电阻（实际为四个220 kΩ的电阻组成）为电容的放电电阻。输入端两个分别对地并接的电容C2、C3对共模干扰起旁路作用。

图4 前置滤波器及Boost电路

升压电路除了MOSFET控制的两条电路之外，额外增设了一个D6通道，用于整流桥滤波电容断路后放电。电感是Boost电路的关键器件，其值对电路的作用影响较大。根据公式（3）可以对电感值进行求解［6］。

在输入电压最小时，电感应该最大，占空比D为

L1和L2的电感值：

电感峰值电流IL（PK）：

有效电感电流是基于一个开关周期内的三角波形，于是有

3.2 控制电路部分

参考RENESAS提供的电路，对R2A20114SP的控制回路进行设计，针对不同的功率需要修改其中的电器元件即可［5］。特别指出两个信号采集回路，它们在电路工作过程中起关键作用。

图5左侧输入电压采样电路采集的信号有两个作用，一是作为交流电压信号，参与芯片内部的电流形成模块的工作；二是用于交叉逻辑模块，参与斩波，形成两路GD信号控制Boost电路。

图5右下角是FB管脚的输出电压采样电路，主要用于过压保护和调节输出电压。

根据公式（8）可以得知在主电路输出电压不变的条件下，调节变阻器VR3的大小或者修改3个大电阻的阻值可以调节FB的反馈大小（确保输入FB的电流控制在0.1 mA左右）。由于与FB比较的电压是芯片内部电路提供的2.5 V的定值，在接近2.5 V的范围时可以影响交叉逻辑。当FB的电压超过2.5 V时，芯片调节GD信号的输出占空比，关断主电路，停止向输出电容充电，降低输出电压；输出电压降低又使得FB的电压值降低，通过负反馈调节将输出电压控制在设定的数值内。因此，输出电压在电路正常工作的条件下是由FB管脚的电路决定的。

图5右上角中输入电流采样电路有两路，每一路信号都有两个相同的功能，驱动信号的产生和过流保护；电路中需要阻值小的功率电阻，这个电阻主要是给予电压信号的作用。此外，在CS的端口处通过电容接地，滤去高频杂波（在调试电路板的过程中发现杂波的比重较大）；接电阻以限流，防止烧毁芯片内部电路。

3.3 驱动电路

无驱动模块的信号产生电路测得驱动信号毛刺较多，无明显上升沿，输出不稳定，容易发生误导通的情况，无法正常驱动Boost电路。因此以2013芯片为核心搭建了一个驱动电路如图6。2013的作用是充当一

个非门电路，当3脚输入一个高电平，8脚输出低电平；当3脚输入低电平，8脚输出高电平15 V。两个100 kΩ电阻的作用是限流，防止大电流烧坏三极管。增加驱动电路之后，信号波形明显好转，毛刺减少，基本不会出现误导通现象。

图6 驱动电路

4 测试结果

PFC升压变换器AC输入电压范围为135 V～265 V，DC输出电压UO＝300 V，输出功率PO为0～800 W，效率η在90%以上，开关频率fmin＝40 kHz。

测试条件：AC输入电压为186 V，频率50 Hz；负载为400Ω/200Ω/100Ω的功率电阻，输出电压为300 V（这里只记录400Ω的情况）。

在无控制电路的情况下，整流电压和终端电压的波形均为直流，电压均为258 V（186 V×1.41＝260 V）；在有控制的条件下，整流电压值为165 V，终端电压电压值上升到300 V。可以判断，在添加了控制电路后，实现了Boost电路的正常工作。经过对驱动信号的测量，单路驱动电路的占空比约为0.26，得出α为0.48。而根据公式 E/（1－α）＝U。其中，E 为165 V，U 为300 V，根据公式计算可以得出α为0.45，二者基本一致。这说明主电路的工作是正常的。

在控制电路工作之后，经过比较，电流的波形与电压的波形基本一致，并且输入电流正弦化，电流的失真系数较小。根据功率因数的定义，可以认为功率因数增大了，得出结论：该功率因数校正电路能够实现其校正的目标，效果较好。

具体的功率因数计算可以通过功率表读数得出，不再展开。此外，输入电流的波形正弦化不甚理想，仍然存在一定的失真，说明电路的校正效果还有待提高，下一步将继续研究。

图7 控制回路工作前后输入电压和输入电流的比较

5 结 论

本文介绍的功率因数校正电路以R2A20114SP芯片为控制核心，选用Boost升压电路，整合了临界导通模式（CRM）交错PFC控制技术，同时根据电路特点设计了匹配芯片的MOSFET信号驱动电路。实验表明：在400 W以下的工频电路中，完全保证了输入电流波形为正弦，输入电流谐波满足IEC100032的要求；PFC级的电流能自动跟随输入电压，提高了功率因数值；电路本身具有的电压保护和过流保护功能使得电路的稳定性极好。本电路可以用于中小功率稳压电源和无刷电机的控制器中，应用前景广阔。

［1］ 徐 勇，金辛海.多路输出反激式开关电源的反馈环路设计［J］.电源技术应用，2009，1：70－75.

［2］ 刘军兰.临界导通交错模式PFC控制原理及应用［J］.国外电子元器件，2008，（2）：2.

［3］ RENESAS公司.ir－con＿PR＿for＿China100114［Z］.2009：9.

［4］ RENESAS公司.R2A20114＿EVB＿manual［Z］.2011：7.

［5］ 曹 秬，马建国.临界导电交错模式PFC原理与设计［J］.通信电源技术，2009，26（5）：2.