应用于储能变流器的LLC/CLLC 谐振变换器综述

刘 林，熊 兰，高迎飞

（湖北工业大学太阳能高效利用及储能运行控制湖北省重点实验室，武汉 430068）

近年来，为了解决能源消耗日益严重的问题，各国提出了新能源技术发展方针。国家发展改革委、国家能源局联合发布了《关于加快推动新型储能发展的指导意见（征求意见稿）》，指出要构建绿色低碳能源体系，推广分布式风电、光伏能源应用，促进我国碳达峰、碳中和加速进行[1]。绿色新能源发电存在间歇性与不稳定问题，大规模并网后会对电力系统稳定性产生影响，需要在发电系统中加入储能装置以保证系统稳定运行[2]。配合新能源技术的储能技术的作用表现在削峰填谷、联合调频、支撑电网电压频率、提高电能质量等多个方面[3-6]。截至2020 年底，我国储能项目累计装机容量约33 GW[7]。2020 年底至2021 年初，东北、山东、湖南等多个地区已出台或即将出台调峰辅助服务市场运营规则[8-10]。最高规模达400 MW 的储能电站正在建设中，江苏、福建、山东等地多个百MW 级别的储能型电站已建成，可见储能需求在向规模化和大容量方向发展，储能技术不断进步，电网侧储能技术的发展十分迅速[11-12]。

储能变流器PCS（power conversion system）是储能系统接入电网的关键设备，已商用的储能变流器分为单级式与多级式2 种结构。多级式结构相比单级式结构增加了DC-DC 变换器，在电池与DC-AC变换器之间进行电压等级变换，使得电池的工作电压可以在较大范围内变化。由于电池单体存在差异，串联电池的级数过多会增加电池管理的难度，也降低电池组寿命，因而电池组电压比DC-AC 变换器的直流母线电压低很多，此时非隔离型DC-DC变换器的效率较低，应该采用隔离型变换器[13]。传统隔离型双向DC-DC 变换器，如隔离型的双向Cuk 变换器、双向半桥变换器、双向推挽变换器均运行在硬开关状态，损耗较高[14]。于是，具有优异软开关特性的双向LLC 变换器受到了广泛关注。

双向LLC 变换器由可控全桥电路、谐振电感Lr、高频变压器励磁电感Lm和谐振电容Cr构成。传统LLC 变换器具有原边开关管零电压开通ZVS（zero voltage switching）和副边开关管零电流关断ZCS（zero current switching）的特性，电磁干扰低，开关管电压应力较低，因此可以提高变流器效率，被广泛应用于电池充电器、电动汽车充电站及光伏发电系统。但在反向工作过程中，由于变换器电路特性发生改变，软开关的实现具有一定难度，且谐振电路环流较大，电路工作效率降低[15]。

为了解决LLC 变换器反向工作效率降低的问题，研究人员提出了双向CLLC 变换器，在变换器副边添加谐振电感Lr2和谐振电容Cr2，使得能量双向流动的过程中变换器的结构完全相同，且实现了原边开关管的ZVS 与副边开关管的ZCS，变换器损耗很小。

储能系统的电池在充放电过程中，双向DC-DC变换器的一端为大幅度变化的电池电压，另一端为后级并网电路的直流侧。因此变换器双向工作过程均需要满足电压宽范围调节的要求。若储能系统采用高压直挂式结构接入电网，则LLC/CLLC（以下简称（C）LLC）变换器需要承受较高的输入电压。尽管新型开关器件具有较高的耐压值，但会显著提高成本，因此实际应用中多采用多重化的变换器结构。另一方面，（C）LLC 变换器的谐振电流近似为正弦波，波峰系数大，造成磁性元件损耗增大，而储能系统常常是大功率大电流的应用，因而磁性元件的发热问题会更加严重[16]。解决这些问题要从电路拓扑和控制方面采取措施。此外，（C）LLC 变换器在实际启动中有大容量滤波电容的充电电流和磁元件的励磁涌流，且谐振腔阻抗小，会产生冲击电流而造成电路元件损坏[17]，所以软启动是此类储能变流器实际应用必须考虑的问题。

目前，LLC 变换器大功率应用的参数设计方法、控制策略研究逐渐成熟，出现了大量适用于高压大电流的新型拓扑，但其反向传输时增益受限、效率降低的问题仍待解决。而具有优异双向特性的CLLC 变换器，其研究趋向于更高工作频率和功率密度，由于谐振参数设计的限制，目前应用场合多为中小功率。但若与级联型并网变换器相结合，则CLLC 变换器用作大功率储能变流器的前级电路也是一种具有吸引力的解决方案。

本文从控制策略、新拓扑、软启动方法等方面介绍LLC 和CLLC 变换器的相关研究成果，分析比较CLLC 变换器相对于LLC 变换器的特点，并结合实际应用中的问题展望其在储能变流器中的应用前景，以期为储能装置在电力系统的工程应用提供方案。

1 （C）LLC 变换器控制及宽输出范围的实现

双向LLC 及双向CLLC 谐振变换器的拓扑结构分别如图1 和图2 所示。储能系统的稳定运行要求（C）LLC 变换器具有较宽的电压调节范围。传统脉冲频率调制PFM（pulse frequency modulation）控制受到工作频率范围的限制，因而输出电压调节范围有限。为了在各种负载工况下都能获得较宽的输出电压调节范围，实现开关管的软开关，现有研究从控制策略和拓扑结构两方面进行优化和改进。由于CLLC 变换器与LLC 变换器结构相似，能够用于LLC 变换器的控制思路也都适用于CLLC 变换器。

图1 双向LLC 谐振变换器Fig.1 Bidirectional LLC resonant converter

图2 双向CLLC 谐振变换器Fig.2 Bidirectional CLLC resonant converter

1.1 LLC 变换器的控制方法

当LLC 变换器工作在满载状态下，基于基波分析FHA（first harmonic approximation）法的PFM 控制是一种有效的电压调节方式[17]。但是轻载工况下，变换器正向或反向工作时使用PFM 都存在电压调节范围有限、软开关实现困难的问题。已有研究基于模态分析OMA（operation mode analysis）法对LLC 变换器的建模分析，将电路工作过程分解为多个模态，推导不同阶段等效电路的方程，得到解析解[18-20]。然后据此针对轻载工况提出了间歇模式控制、脉冲宽度控制、移相控制等控制方法，有效地扩展了输出电压调节范围，提高了变换器效率。

1.1.1 PFM 变频控制

PFM 控制是LLC 变换器常用的控制方式，基于FHA 对电路工作原理的分析，固定开关的占空比，通过调节开关频率改变电路的电压增益，从而控制输出电压。该方法是一种针对基波的正弦稳态分析，图3 给出了电压增益随频率变化的示例曲线，其中：k 为变压器励磁电感Lm与谐振电感Lr的比值，k=Lm/Lr；Q为谐振电路的品质因数，Q=，Cr为谐振电容，Req为等效输出负载。当变换器正向工作在感性区域时，电压增益与开关频率负相关，且原边开关管实现全范围ZVS，但是反向工作时只有在重载工况能够实现开关管的ZVS。而在轻载状态或输入电压大范围变化时，PFM 控制可能使得开关频率持续上升，超过频率上限，但输出电压仍达不到设定值，同时副边开关管失去ZCS，开关损耗升高。

图3 LLC 谐振变换器电压增益曲线Fig.3 Voltage gain curves of LLC resonant converter

1.1.2 间歇控制模式

LLC 变换器间歇控制模式的控制信号VG如图4 所示。当输出电压超过设定电压峰值Voff时，原边开关管闭锁，当输出电压Vout达到设定谷值Von时，原边开关管工作于效率最高的工作频率。其控制方式与滞环控制相似，能够显著提高轻载状态的效率。文献[21]在Burst on 模式中选择能够实现软开关的最小占空比的PWM 脉冲，能够部分减小电压纹波。文献[22]实现了数字控制的自适应脉冲数切换的Burst 模式，利用简化最优轨迹控制SOTC（simpli-fied optimal trajectory control）缩短负载变化的变换器动态过程，提高响应速度和轻载效率。但基于Burst 模式的控制原理都无法避免电压纹波较大的问题，因此不适合用于电池充电器。

图4 LLC 谐振变换器的间歇模式控制信号Fig.4 Control signal of LLC resonant converter in burst mode

1.1.3 不对称脉宽调制APWM 控制

采用不对称脉宽调制APWM（asymmetric pulse width modulation）控制可以降低开关频率大幅度变化带来的高频磁损耗[23]，其开关频率在谐振频率附近，通过调节占空比稳定输出电压，但是电路可能不再工作于ZVS 状态，开关损耗增大。文献[24]提出在电路进入轻载状态时由常规的PFM 控制切换为APMW 控制，降低电压增益，使得输出电压达到设定值。这种控制方法使得电路磁性元件设计更容易，但APWM 占空比与电压增益并不是单调相关，因而不对称占空比的调节范围有限。

1.14 移相控制PSM

LLC 变换器的移相控制采用如图5（a）所示的开关信号，通过调节原边2 个桥臂之间的移相角度控制输出电压，扩大了电压调节范围，减小了功率回流；但滞后桥臂开关管的开通为硬开关，且所得的电压增益最大为1。图5（b）为移相控制的电压增益曲线，其中，fn为归一化频率，即开关频率fs与谐振频率fr的比值，fn=fs/fr。因此有学者提出在电路增益大于1 时采用移相控制PFM（phase shift mod-ulation），所需增益小于1 时采用PSM[25]。

图5 移相控制的信号与电压增益Fig.5 Control signal and voltage gain of PSM

文献[26]分析了电路轻载状态下所有元件的损耗，预先依据电路总损耗最低的目标计算原边2 个桥臂间的移相角，轻载状态时原边开关管由PFM控制切换为PSM 控制。文献[27]将变换器轻载运行状态分为5 个模态，采用OMA 的时域分析方法，离线计算各个模态的状态轨迹方程，得到副边移相角与电压增益的线性关系，通过调节副边开关管移相角拓宽了轻载状态下的电压调节范围。但该方法在重载状态下的效率较低，因而不宜单独用在全部负载范围。

1.2 变模态和变谐振元件参数的控制方法

1.2.1 变模态控制策略

文献[28]在LLC 谐振变换器的原边采用半桥与全桥混合的结构，并提出了一种变模态控制策略。当输入电压很低时，原边的全桥采用PFM 控制。当输入电压升高到一定水平时，全桥电路切换为PSM 控制。当输入电压进一步升高时，由原边的半桥工作于PFM 模式。这种切换由数字控制器的软件实现，无需辅助切换电路。在从轻载到重载的全范围内，原边开关管都可以实现ZVS，而副边整流二极管可以实现ZCS。

1.2.2 变谐振元件控制

根据LLC 谐振变换器的FHA 模型，电压增益不仅与开关频率有关，也与谐振元件参数有关。通过改变谐振元件参数，调节电路等效阻抗，从而改变变换器的电压分布和输出电压。但是由于谐振元件参数与输出电压的变化关系不是单调的，这种调节方式比较复杂，主要有变谐振电感与变谐振电容2 种方式。

（1）变谐振电感。变谐振电感策略采用固定的开关频率，但是改变了归一化开关频率、电感比和品质因数[29]。文献[30]提出采用图6 所示的带中心气隙和辅助控制绕组的双E 铁芯可变电感器作为谐振电感Lr，通过控制电感边柱绕组的直流偏置电流，调节Lr的电感量，改变电路的电压增益，达到控制电压输出的目的。但是可变电感器需要额外的控制回路，磁芯体积增大，也会产生额外的损耗。

图6 可变电感器Fig.6 Variable inductor

（2）变谐振电容。变谐振电容策略采用图7 所示的多开关控制的电容电路调节输出电压。文献[31]预先计算不同的谐振电容值所对应的电压增益，在工作过程中以查表的方式确定所需电容，控制辅助开关的通断，改变等效谐振电容。这种策略能够避免开关频率在较大范围变化，为电压调节提供了思路。但需要增加辅助控制回路，且并联的开关以及电容的数量会限制电压调节的范围和控制精度。

图7 可变谐振电容Fig.7 Variable resonant capacitor

1.3 CLLC 变换器的控制方法

第1.1 节和第1.2 节的控制方法都可以用于CLLC 变换器。同时由于其结构特点，CLLC 变换器有一些独特的控制方法。基于OMA 建模的移相控制应用于CLLC 变换器时，可以采用原边移相控制、副边移相控制以及原副边之间的移相控制等多重移相控制方式。这种控制策略逐渐受到研究人员的关注。文献[32]提出了一种移相变频的混合控制，只控制原边全桥的开关管，副边则不控整流，因而导通损耗较高。文献[33]基于多重移相的策略，计算电路综合损耗，求解ZVS 的移相角范围，得出了副边移相角等于原边的一半时电路效率最高的结论。文献[34]提出了一种三重移相控制，基于多谐波阻抗模型推导出原边相移角、副边相移角和原副边相移角与轻载状态的电压增益、谐振电流的关系曲线，设计出适用于轻载模式的原边移相与原副边间移相相结合的双移相控制。

CLLC 变换器的控制方法仍有较多的发展空间。其中多重移相控制进一步拓宽了电压调节的范围，更加契合电池储能系统中电压大范围变化的应用需求。

2 高电压与大电流输出的实现

面向储能系统应用的（C）LLC 变换器如何实现高输入电压、大电流输出的问题，已有大量关于改进拓扑结构与控制策略的相关研究为其提供了解决方法。

2.1 高输入电压的实现

随着储能系统电压等级的提升，（C）LLC 变换器的输入电压也要相应提高。为避免引入高耐压开关器件带来的高成本，可以采用多电平变换器或多模块串联型（C）LLC 变换器。典型的有二极管箝位型三电平LLC 变换器[35]以及图8（a）所示的飞跨电容型三电平LLC 变换器[36]，能有效降低开关器件的电压应力，但仍存在谐振电路电流应力大的问题，比较适用于高电压小电流的中小功率场合。图8（b）给出了一种实用的输入串联、输出并联的复合LLC 变换器结构[37]，降低了单个变压器的功率，但2个模块间存在电压均衡问题，因此其研究集中在模块间的电压平衡上。文献[38]提出了一种模块化多相多电平LLC 变换器，在原边将n 个半桥LLC 变换器的半桥依次串联，副边采用n 相不控整流电路，使原边开关管电压应力仅为输入电压的1/n，而每个变压器的功率也降低为1/n。这种结构相比图8（b）所示的结构更为紧凑，不仅可以提高输入电压，也有利于谐振网络的参数设计，要应用于储能变流器时则需要改造为可反向运行的结构。

图8 高输入电压的LLC 谐振变换器Fig.8 LLC resonant converter with high input voltage

二极管箝位型和飞跨电容型三电平拓扑需要考虑电容电压的平衡控制，而输入串联的复合结构要控制调节各模块的等效阻抗和功率，以保持各模块的电压均衡。二者都有可行的控制方法，但后者比前者更易于输入电压和功率的扩展。

2.2 大电流输出的实现

LLC 变换器应用于大电流场合时，由于谐振电流近似为正弦波，其波峰系数大，导致磁性元件的发热迅速增大，使得谐振元件的设计更加困难。一种方法是采用三相LLC 变换器[39-40]，实质是使3 个谐振变换器交错运行而减小谐振电流峰值，也减小了直流侧纹波和磁元件的体积。也可以利用并联LLC 模块的电路结构将总电流平均分配到各个模块，以降低总的发热损耗[38,41]。但是文献[42]的实验结果表明，并联模块谐振元件参数2.5%的偏差就可使并联模块间均流误差达到20%。

对于并联型结构的电流均衡问题，已有多种解决方案。一种基本方法是增加谐振电流采样电路并引入均流控制，调节各模块的运行参数[43]。为了能够采用固定开关频率，有研究将变谐振电容[44]、变谐振电感[45]的方式用于均衡控制，通过改变谐振元件的参数控制并联LLC 模块的谐振电流或输出电压。虽然需要增加额外的控制回路，但可以固定开关频率，更易于数字控制的算法与实现。图9 给出了一种谐振电容可调的LLC 变换器并联结构。

图9 谐振电容可调的并联LLC 变换器Fig.9 Parallel LLC converter with variable resonant capacitors

对于大电流下输出纹波大的问题，也可以在并联LLC 模块间采用交错运行的方式缓解[44-45]。综上所述，并联型LLC 变换器能够解决高功率大电流场合的高效电能变换问题，但均流控制增加了控制器的复杂度，同时将增加额外的开关器件及辅助电路，影响经济性。

当CLLC 变换器面临高电压输入、大电流输出的应用需求时，多电平或串/并联的拓扑同样是可行的解决方案。文献[46]设计了一种原边串联副边并联的CLLC 变换器，如图10 所示，进行了4 个子模块的200 kW 样机开环实验，但未涉及串联模块间的电压均衡控制。多模块的结构能适应大功率应用，但其实现与控制存在一定难度。

图10 原边串联副边并联的CLLC 变换器Fig.10 Input-series-output-parallel CLLC converter

3 软启动控制

（C）LLC 变换器启动过程中存在电流涌流和输出电压过冲的现象，不加以抑制可能会导致诸如烧毁电路等严重问题。若应用在大功率场合则涌流现象更明显。为限制启动涌流以及快速平稳地建立输出电压，有以下3 类软启动控制方法。

3.1 开环软启动

在LLC 变换器启动过程中，开关频率从最大频率开始降低的方法可以有效消除电流超调，但不能完全抑制启动瞬间的电流尖峰；而改变脉宽的方法可以有效消除启动瞬间的电流尖峰，但不能完全抑制电流超调。因而需要将两者结合，例如开关管先以最大频率工作，占空比从0 逐渐增加到0.5，然后开关频率逐渐减少到谐振频率[47]。文献[48]在启动过程前2.5 ms 从2 倍谐振频率开始降频，后7.5 ms采用移相方式，有效地限制了电流涌动，但启动时间长，移相过程电路工作在硬开关状态。

3.2 基于最优轨迹控制的软启动策略

最优轨迹控制OTC（optimal trajectory control）将LLC 变换器的运行过程分解为多个线性状态，求解各状态的等效电路方程，建立变换器的广义数值模型，控制动态过程的轨迹，并对各状态变量和输出进行高精度预测。文献[49]基于图形状态轨迹法，预先求解模态切换点的电流、开关频率和占空比，控制变换器按照预设轨迹启动，能够有效减小启动过程涌流，缩短启动时间。实际应用中，根据启动电流上下限值计算可取的开关频率，通过查表获得各状态的启动参数，但模型建立与计算过程复杂，计算结果为近似值。

一种简化最优轨迹控制SOTC（simplified optimal trajectory control），监测输出电压、电流的瞬时值，实时判断所需的频率和脉冲宽度以遵循多个状态之间的最佳轨迹[50]。SOTC 的优点是对负载变化非常灵敏，对输出电流的控制更精确，电流涌动进一步降低，但对采样和检测电路提出了更高要求，需要计算能力极强的控制器。

3.3 变模态软启动控制

文献[51]提出在启动阶段，Q3闭锁而Q4导通，使全桥LLC 变换器工作在半桥模式。Q1和Q2的占空比为0.5，开关频率从2 倍谐振频率逐渐下降。待输出电压上升到一定数值后，电路转为全桥模式。该方法简单易行，对启动阶段的涌动有一定抑制效果，但仍存在较大涌流，启动频率较高。

由以上软启动控制的原理可知，这些方法对CLLC 变换器也是适用的。

4 大功率（C）LLC 变换器谐振参数设计选型中的挑战

针对LLC 变换器应用于大功率场合，已有较为成熟的谐振参数设计方案[52-53]。CLLC 变换器提出的时间较晚，工作原理与双向LLC 相似，但是具有优异的双向工作特性。不同于LLC 变换器反向状态仅能在重载工况实现ZVS，CLLC 变换器的反向状态与正向的电压增益特性相似，可以全范围实现ZVS。值得注意的是，由于是串联谐振，谐振电容的电压峰值可能会大幅超过直流母线电压，同时还要流过高频的大电流，这给电容器的选型带来了挑战。

目前，CLLC 变换器的高频化与高功率密度应用成为研究热点。已有的1 MHz 级别CLLC 变换器中，隔离变压器体积显著缩小，损耗降低。但这种高频化使谐振电容的耐压等级面临更大的考验。谐振电容要求高频特性好，通常选用金属化聚丙烯膜电容MKP（metalized polypropylene film capacitor）。图11 为MKP 电容交流耐压VRMS随频率变化的典型曲线，MKP 电容型号为B3264B/2 000 V DC。随着频率上升，电容耐压显著下降，而且容值越大电容耐压下降越明显。因此，可以采用多个小容值高耐压的电容并联。表1 为TDK 公司部分MKP 电容在85℃、100 kHz 条件下的耐受电流纹波参数。可见，容值较小的电容能流过的电流也更小，因此大功率场合的谐振电容设计要同时兼顾容量、耐压和过流能力等因素。当采用多个小容值电容并联方案时，谐振电容的过流能力、一致性和老化特性都会给CLLC 变换器的设计和应用造成限制或带来不利影响。

图11 MKP 电容耐压随频率变化曲线Fig.11 Curves of MKP capacitor voltage rating versus frequency

表1 TDK 公司部分MKP 电容的电流参数Tab.1 Current parameter of some MKP capacitors produced by TDK company

相比LLC 变换器，CLLC 变换器的工作特性对谐振元件参数更敏感。由FHA 分析可知，CLLC 变换器的输出电压增益与原副边电容比g、原副边电感比l 有关。相较LLC 变换器的变频控制，CLLC 变换器的g、l 都会影响增益曲线的变化趋势。图12显示了CLLC 变换器电容比g 较小时的电压增益曲线变化，图中部分曲线出现了2 个谐振峰，PFM的应用受限，因此CLLC 变换器的参数设计需要考虑更多方面。文献[54]分析了不对称CLLC 变换器的参数设计，根据正反向的电压调节范围不同，降低频率变化范围，减小变压器损耗。不对称CLLC变换器的正反向等效电路的参数不同，要在双向工作过程都实现软开关，会加大设计难度。适应宽电压调节范围、减少多谐振峰影响的CLLC 变换器参数设计方法仍待提出。

图12 CLLC 谐振变换器电压增益曲线Fig.12 Voltage gain curves of CLLC resonant converter

综上所述，CLLC 变换器元件参数和控制变量多且相互影响，参数设计优化困难，仍有较多问题需要研究。

5 （C）LLC 变换器在储能系统中的应用

随着功率器件和新型控制策略的发展，LLC 变换器被应用于储能系统ESS（energy storage system）、电动汽车EV（electric vehicle）、光伏PV（photovolta-ic）储能等多个领域。表2 列出了近3 年部分LLC 变换器的实验样机[55-59]。

表2 近三年部分LLC 变换器的实验样机参数Tab.2 Prototypes parameters of LLC converter proposed in the last three years

LLC 变换器已经被广泛用于较高电压和较大功率的变流器。文献[59]将LLC 变换器应用于50 kV的高压充电电源，但由于负载功率有限，实验中输出功率仅为额定功率的70%。文献[52]将输出电压为800 V 的LLC 变换器用作35 kV 级联型并网系统的前级。文献[53]将6 个LLC 变换器模块的输入并联、输出串联，构成高压输入的50 kW 阳极电源。文献[60]采用LLC 变换器作为电力电子牵引变压器PETT（power electronic traction transformer）DC-DC环节，推导电流纹波的计算方法，并据此优化谐振参数设计过程，搭建了160 kW 较低输出电流纹波的PETT 动力电池实验平台。

电动汽车领域的V2G（vehicle-to-grid）技术利用双向变换器实现电动汽车与电网之间能量双向流动，将EV 电池用作按照电网调度指令有序充放电的储能单元，帮助电网削峰填谷。V2G 变换器输出电压变化范围较宽，功率等级集中在15～60 kW[61]，其DC-DC 环节广泛采用CLLC 变换器，表3 给出了一些CLLC 变换器的应用实例[61-65]。在中小功率应用中CLLC 变换器的参数设计、器件选型相对容易，而高频化可以显著缩小变换器体积，加之新型控制方法提供了更宽的电压调节范围，因而比较适用于电动汽车。

表3 CLLC 变换器的应用实例Tab.3 Application examples of CLLC converter

CLLC 变换器也可以以多电平或多模块串/并联的方式用于高电压、大电流的应用[52]。文献[66]采用了原副边均为三电平全桥的双向CLLC 变换器，能够适用200～700 V 的电压范围。文献[67]提出一种交错并联的CLLC 变换器结构，采用磁集成技术缩小变压器体积，但实验设计功率仅为1 kW。

比较LLC 与CLLC 变换器的研究与应用趋势，LLC 变换器的控制策略研究更加完善，适用于高效单向输出的场合，但反向传输效率有所降低。已有多模块串/并联的LLC 变换器应用于储能系统，但新型控制方法的数字控制实现是个难点。CLLC 变换器具有电压调节范围大、双向工作性能优异的特点，在电动汽车V2G 中的应用已经是热点，而能够提高其能量传输效率的控制方法仍有研究空间。多模块结构使得这2 种变换器都能够用于大功率的电能变换。

6 结论

本文首先介绍LLC/CLLC 变换器应用于储能变流器所面临的高电压输入、宽电压输出、大电流问题，然后着重分析能够拓宽输出电压调节范围、实现高压大电流以及软启动的方法，阐述CLLC 变换器谐振元件参数设计面临的挑战，最后结合2 种变换器现有的应用，得到以下结论。

（1）LLC/CLLC 变换器是实现储能系统中DC-DC 环节高效功率变换的理想方案。多电平、多模块串/并联的电路拓扑使得LLC/CLLC 变换器能够应用于储能系统等高电压、大电流场合。在这类高电压、大电流变换器中，谐振电容工况恶劣，其设计选型应该受到设计者的高度重视。这也成为限制其在高压大电流场合应用的重要因素。

（2）已有大量关于LLC/CLLC 变换器的新型控制策略的研究，旨在拓宽变换器的电压调节范围，提升各种工况的效率。多重移相控制用于CLLC 变换器，能够进一步拓宽电压增益调节范围，但其元件参数与控制方法之间相互影响且关系复杂，参数的优化设计方法仍是值得研究的问题。

（3）对于LLC 变换器的软启动，开环控制或在半桥和全桥之间切换的变模态控制较为简单易行，基于最优轨迹控制的策略能够较为精确地控制启动电流，但计算复杂，对控制器要求高。这些方法也适用于CLLC 变换器。