基于二极管-电容倍压单元的DC-DC升压变换器

荣德生，董浩然，吕培贤，孙瑄瑨，韩少鹏

（辽宁工程技术大学电气与控制工程学院,葫芦岛 125105）

以无污染、可再生、资源丰富和高能量效率为优点的光伏发电、风能发电和燃料电池等清洁能源已经成为各国未来发展的重中之重，但将这些能源转化的电能并入电网的过程中存在一些问题需要解决。无论是光伏发电还是风能发电，输出电压一般在25～45 V 之间，而并网逆变器的直流电压一般选择为380 V 左右，所以，需要一个能实现高增益的直流变换器，将这些新能源发电的输出电压升高。近年来，随着《新能源发展战略行动规划》的实施，应用于新能源发电前级的具有高增益的DC-DC变换器已经成为研究热点问题之一，并且对DC-DC变换器提出了更高的要求。而传统的Boost 变换器由于存在升压能力有限、开关器件电压应力高等问题，现实中不能满足更高的需求。

理论上，DC-DC 升压转换器可以在极高的占空比下实现较高的升压电压增益[1-2]。然而实际上，由于电源开关、整流二极管以及电感和电容的等效串联电阻ESR（equivalent series resistance）的影响，升压型变换器的电压增益受到限制，而且极高的占空比将导致严重的反向恢复问题。目前已经提出了许多拓扑结构，在没有极高占空比的情况下依然能提供高的电压增益[2-6]。DC-DC Flyback 变换器的结构简单，具有较高的电压增益和电气隔离度，但由于变压器的漏感存在，该变换器的开关管将承受较高的电压应力。为了回收漏感的能量并使开关管上的电压应力减小化，文献[7-9]提出了能量再生技术来钳制开关管上的电压应力并且回收漏感能量。耦合电感技术为实现高电压增益，开关管的低电压应力以及高效率提供了解决方案，而且还不会导致高占空比的损失。文献[10-14]对无变压器DC-DC 变换器进行了一些研究，其中包括级联升压型即二次升压类型，以及与开关电容技术组合的升压类型变换器。但是，这些类型的拓扑都存在升压能力不足的问题。

本文采用二极管-电容倍压单元提出了一种新型高增益升压变换器，在没有极高占空比的情况下实现了高增益，并且能有效降低开关管和二极管的电压应力。采用磁集成技术将2 个电感集成在一个磁芯上，有效降低了电感电流纹波，减小了变换器的体积，增大了变换器工作在CCM 时的范围。

1 变换器的拓扑

传统开关电感单元如图1 所示，利用二极管开通和关断控制2 个电感的并联充电、串联放电来实现电压增益的提高。基于电感并联充电、串联放电的思想，可以将开关电感单元的2 个二极管D1和D2换成开关管S1和S2，在电感放电的时候将两电感串联在一个回路里，将二极管D3换成导线接在后级回路形成如图2 所示的有源开关电感单元。利用开关管同时导通时电感并联充电、同时关断时电感串联放电。传统开关电感单元和有源开关电感单元都是利用电感作为储能元件，可以考虑利用电容来代替电感作为储能元件，基于这个思想并结合有源开关电感的优势，形成了如图3 所示的新型单元。当开关管同时导通时，电感L1和L2、电容C1和C2并联起来利用电源充电，当开关管同时关断时，电感L1和L2、电容C1和C2与电源串联起来放电。基于此单元与二极管-电容倍压单元的组合，形成了如图4 所示的拓扑。

图1 传统开关电感单元Fig.1 Traditional switched-inductor unit

为了简化分析过程，做以下假设：开关管和二极管均工作在理想工作状态下，且不考虑寄生参数影响；电感L1和L2、电容C1和C2为同一规格，且L=L1=L2，C=C1=C2；2个电感的电流同时上升和下降，且采用正向耦合的方式，耦合互感为M。根据变换器中电感工作在一个周期内储存的能量是否完全释放，可以将变换器的工作模式分为连续导电模式CCM（continuous conduction mode）和断续导电模式DCM（discontinuous conduction mode）。开关管S1和S2采用同一种控制信号进行控制。

2 变换器工作原理

2.1 连续导电模式

变换器不同开关模态的等效电路如图5 所示，其工作波形如图6 所示。在一个开关周期T 内，变换器在CCM 下有2 种工作模态，等效电路如图5（a）、（b）所示，工作波形如6（a）所示。

图5 不同开关模态的等效电路Fig.5 Equivalent circuits in different switching modes

图6 变换器工作波形Fig.6 Operating waveforms of the converter

在模态[t0，t1]期间，开关管S1和S2同时导通，二极管D1、D2和D4正向导通，电感L1和L2并联储能，输入电源分别通过D1和D2给电容C1和C2充电，同时电容C3通过二极管D4、电容C1、开关管S1、输入电源、开关管S2和电容C2回路对电容C4充电，电容Cf给负载供电，二极管D0和D3截止。电路等效电路如图5（a）所示，该模态下的电压方程为

式中：Uin为输入电压；UC1、UC2、UC3、UC4分别为电容C1、C2、C3、C4的电压；iL1和iL2分别为电感L1和L2的电流。

在模态[t1，t2]期间，开关管S1和S2同时关断，二极管D0和D3正向导通，电感L1和L2串联释放能量，电感电流iL1和iL2线性下降。输入电源、L1、L2、C1和C2串联起来对电容C3供电，输入电源、L1、L2、C1、C2和C4串联起来对电容Cf和负载充电；二极管D1、D2和D4截止。电路等效电路如图5（b）所示，该模态下的电压方程为

式中，Uo为输出电压。

由式（1）和式（2）得

2.2 断续导电模式

在一个开关周期T 内，DCM 下变换器包含2 种工作模态，该变换器主要工作波形如图6（b）所示。

在模态[t0，t1]期间，此过程的工作模态跟连续导电模式时[t0，t1]工作模态是相同的，电路电流模态如图5（a）所示，在这一个期间内流过二极管D1和D4的电流平均值分别为ID1和ID4。此过程电感电流的最大值为

式中，iLP和iL1P、iL2P分别为电感电流峰值和电感L1、L2的电流峰值。

在模态[t1，t2]期间，此过程的工作模态跟连续导电模式时[t1，t2]工作模态是相同的，在这一个期间内流过二极管D0和D3的电流平均值分别为ID0和ID3。电路电流模态如图5（b）所示，可以得到电感L1和L2的电流峰值为

式中，D2T 为电感电流下降至0 的时间。

在模态[t2，t3]期间，等效电路如图5（c），电感储能为0，电容Cf向负载供电。

根据式（5）和式（6）可得

假设在一个周期内电容储存的电荷变化量为ΔQ，电容电压变化为ΔUC，可以列出其电荷变化量与电容电压变化量之间的对应关系。根据电荷守恒定理得

式中，Io为输出电流。

在开关管关断期间电容C4和二极管D0串联，所以流过两者的电荷量相等，即

由电荷守恒和电容安秒平衡原理可得，在一个周期内电容储存和释放的电荷代数和为0，所以电容发电的电荷量等于充电的电荷量，即

则有

由式（8）～式（11）得

式中：f 为开关频率；R 为负载。

由式（7）得

由式（13）得

结合式（4）和式（14），可得变换器的电压增益为

2.3 器件的电压应力

当开关管S1和S2同时开通时，开关管承受的电压应力为0。当开关管S1和S2同时关断时，开关管承受的电压应力为

根据式（1）～式（3），化简式（16），得US1=US2=

二极管D1和D2在开关管S1和S2同时开通时，承受的电压应力为0。在S1和S2关断时承受的电压应力为

根据式（1）～式（3），化简式（17），得UD1=UD2=

二极管D3在开关管S1和S2同时关断时，电压应力等于0。在S1和S2同时开通时，电压应力应为

二极管D4在开关管S1和S2同时开通时，电压应力等于0。关断时的电压应力为

二极管D0开关管S1和S2同时关断时，电压应力等于0。在S1和S2同时开通时，电压应力应为

由此说明二极管电压应力均小于输出端电压，利于开关器件的使用。

2.4 电感电流纹波

由式（1）可以求出工作在CCM 下电感集成和未集成时电流纹波ΔiL和分别为

用ε 表示集成后电感电流纹波与未集成电感电流纹波的倍数，则有

根据式（23）可知，纹波倍数与耦合系数有关。ε与耦合系数关系如图7 所示，可见，当K 取值接近1 时，ε 取值最小，是独立电感的一半。

图7 输入电感电流纹波倍数与耦合系数关系曲线Fig.7 Curve of relationship between input inductor current ripple and coupling ratio

2.5 与其他变换器比较

表1 为所提出变换器与传统Boost 变换器、加开关电感的Boost 变换器以及加有源开关电感单元的Boost 变换器工作在CCM 时工作性能的比较。

表1 性能比较Tab.1 Performance comparison

由表1 可以看出，本文所提变换器无论在电压增益、开关管电压应力、二极管最大电压应力方面都具有优势。

3 参数设计

3.1 断续导电和连续导电的边界条件

变换器工作在边界条件下，根据式（15）可得

式中，A1为边界导电状态下的电感时间常数。当A＞A1时，变换器工作在CCM 下；当A=A1时，变换器工作在边界状态下；当A＜A1时，变换器工作在DCM 下。

3.2 电感参数设计

变换器工作模式的边界条件如图8 所示。因经常要求变换器工作在连续状态，所以设计电路时电感必须满足一定条件，即

图8 变换器的边界条件Fig.8 Boundary condition of the converter

当电感小于Lmin时变换器工作在断续模式，当电感大于Lmin时变换器工作在连续模式。在确定变换器的电感取值时，应综合考虑变换器的工作模式、电感电流纹波以及变换器的动态响应速度。

3.3 耦合电感参数和磁件设计

根据第2.4 节可知，电感电流纹波和耦合系数K 呈反比关系，当2 个电感完全正向耦合时，电感电流纹波最小。为了减小线圈漏感和避免磁芯饱和，采取的措施如下：

（1）采用具有较高磁阻的铁粉芯材质的环型磁芯结构；

（2）在缠绕线圈时要紧密且分布均匀；

（3）引出的线成直角紧贴架壁；

（4）在满足耐压的前提下减少绝缘层。

3.4 电容参数设计

根据第3.2 节分析，得

化简式（27）得

储能电容在变换器中起着直流恒压源的作用，电容电压纹波必须设计在一个合理的范围内。将储能电容电压波动设置为电压平均值的10%，输出滤波电容电压波动设计为输出电压的1%。则当输出功率Po=132 W、输出电流Io=1 A、输出电压为132 V、开关频率为100 kHz 时，有

4 仿真与实验验证

4.1 仿真验证

为了验证以上理论分析的正确性，用PISM 软件搭建了仿真电路。参数设置为：Uin=12 V；工作在连续模式时L1=L2=50 μH，工作在断续模式时L1=L2=6 μH；耦合系数K=0.96；电容C1=C2=C3=C4=47 μF，Cf=220 μF；负载电阻R=132 Ω；开关频率f=100 kHz；占空比D=0.6。

输出电压仿真波形如图9 所示。图9（a）中，U11是基于有源开关电感的Boost 变换器运行在CCM 下的仿真电压，其值约为48 V；Uo是本文所提变换器运行在CCM 下的仿真输出电压，其值约为131.2 V。在仿真参数下根据式（4）求得的输出电压为132 V，可见输出电压仿真值近似等于其理论值。比较可以看出，本文所提变换器的增益是基于有源开关电感的Boost 变换器的2.75 倍。图9（b）是变换器运行在DCM 下的输出电压仿真波形，其电压约为140 V，在仿真参数下根据式（4）求得的输出电压为140.927 V，可见输出电压仿真值近似等于其理论值。

图9 输出电压仿真波形Fig.9 Simulation waveforms of output voltage

图10 为变换器工作在连续状态和断续状态时电感电流的仿真波形，此时电感L1=L2=6 μH，A＜A1，证明了理论分析的正确性。

图10 电感电流仿真波形Fig.10 Simulation waveforms of inductor current

集成和未集成的电感电流仿真波形如图11 所示。图11（a）是工作在连续状态的独立电感电流波形，可得电流纹波iL=5.658 7-4.245 8=1.142 9 A；图11（b）是工作在连续状态的耦合电感（耦合系数是0.96）电流波形，可得iL=5.324 6-4.594=0.730 6 A。由此可得，当耦合系数取值接近1 时，电感电流纹波将较少为原来的一半。

图11 集成和未集成的电感电流仿真波形Fig.11 Simulation waveforms of coupled inductor current and independent inductor current

图12 是电容C3和电容C4的电压仿真波形。图13 是变换器开关管电压应力与输出电压的仿真波形，可以看出开关管的电压应力非常小。输入电流仿真波形如图14 所示。图14（a）中，因为在开关管同时导通时，电源直接给电容C1和C2充电，造成很大的冲击电流，可以在电容充电的回路上串联一个小电感，利用串联谐振来抑制冲击电流；图14（b）是改善后的输入电流波形，可以看出电流冲击明显减弱。可见理论分析是正确的。

图12 电容电压仿真波形Fig.12 Simulation waveforms of capacitor voltage

图13 开关管的电压应力和输出电压仿真波形Fig.13 Simulation waveforms of voltage stress on switching tube and output voltage

图14 输入电流仿真波形Fig.14 Simulation waveforms of input current

4.2 实验验证

在实验室搭建了一台功率为132 W 的实验样机，如图15 所示。参数设置为：Uin=12 V，耦合系数K=0.96，负载电阻R=132 Ω，开关频率f=100 kHz，占空比D=0.6，电感和电容参数如表2 所示。

表2 电感和电容的参数Tab.2 Parameters of inductances and capacitors

图15 样机实验平台Fig.15 Experimental platform for prototype

图16 是输出电压实验波形，输出电压为132 V。图17 开关管的电压应力实验波形，其值约为30 V。图18 是独立电感电流的实验波形。纹波值约为1.4 A。图19 是耦合电感电流实验波形，纹波值为0.7 A。

图16 变换器输出电压的实验波形Fig.16 Experimental waveform of output voltage from the converter

图17 开关管电压应力的实验波形Fig.17 Experimental waveform of voltage stress on switching tube

比较图18 和图19 可见，电感经过集成后，选择合适的耦合系数，电感电流纹波减少近一半。

图18 独立电感电流实验波形Fig.18 Experimental waveform of independent inductor current

图19 耦合电感电流实验波形Fig.19 Experimental waveform of coupled inductor current

综上，仿真和实验验证了理论分析的正确性。

图20 为在输入电压和输出电压都保持不变的情况下，改变负载的电阻测得的变换器输出功率与效率的关系曲线。从图中可以看出，效率最大为93.1%，在后续研究中可以利用软开关技术降低开关管的损耗，提高效率。

图20 效率曲线Fig.20 Efficiency curve

5 结论

本文采用二极管-电容倍压单元提出了一种基于二极管-电容倍压单元的DC-DC 升压变换器，经上述分析和实验验证，该变换器具有以下优点：

（1）实现了变换器的高增益输出，电压增益是传统Boost 变换器的（5-D）倍；

（2）开关器件电压应力减小；

（3）电感电流纹波减小，是独立电感电流纹波的一半。

综上所述，该变换器可以应用在新能源并网发电方面，满足其升压的需要，且器件的使用寿命因较低的电感电流纹波和电压应力而得到了延长。