新型开关磁阻电机功率变换器

徐秋芳，张京军，张海军，高瑞贞

(1.河北工程大学信电学院，河北邯郸056038;2.河北工程大学机电工程学院，河北邯郸056038;3.河北工程大学 水电学院，河北邯郸056021)

开关磁阻电机(switched reluctance motor，SRM)结构简单、坚固、可靠性强使其逐渐受到广泛重视。SRM调速系统是典型的机电一体化系统，具有调速范围宽和系统效率高等优点。其重要组成部分功率变换器是驱动SRM的电路装置，对整个系统的性能起着关键的作用，应满足与电动机结构匹配、高效率、控制方便、结构简单、成本低等基本要求［1－7］。随着电力电子器件的快速发展，功率变换器也有了迅速发展的基础。文献［8］提出了一种不对称半桥型功率变换器电路模型，其控制方法灵活稳定性高，但需要元件数量较多，成本高。文献［9］在其基础上进行了改进，减少元件使用数量，提出用N+1个开关控制的功率变换器电路模型。文献［10］设计了用一个开关控制的功率变换器电路模型，虽然在最大程度上减少开关使用数量，但其运行稳定性不理想。文献［11］设计一种双电源每相单管开关的开关磁阻电机功率变换器，有效的降低成本，有良好的可行性。文献［12］以公共开关型功率变换器为研究对象，为解决系统重载和高速运转时调速性能的下降，设计了几种新型的功率变换器，加快了绕组的放电过程，改善了系统的调速性能。本文针对目前功率变换器存在的问题，设计了一种成本低、稳定性好的含谐振电路的新型功率变换器，并利用Matlab进行了建模和仿真实验。通过和经典功率变换器的仿真结果比较，验证了本文设计的功率变换器的有效性。

1 经典功率变换器主电路拓扑

1.1 不对称半桥型

不对称半桥型功率变换器控制方式简单灵活，可靠性高［13］。在SRM的功率变换器中，不对称半桥型功率变换器应用最为广泛，其拓扑结构如图1所示。

在不对称半桥型功率变换器中，每一相绕组都需要两个功率开关管T1和T2，两个功率二极管D1和D2。以第一相为例，当T1和T2同时闭合时，绕组A得电;当T1和T2同时断开后，绕组A通过D1和D2回馈电能。若出现两相同时工作的情况，由于各相互为独立结构，互不影响，稳定性高。由于此类型功率变换器所需元件数多，成本较高，主要适用于相数少、功率大、电压高的SRM。

1.2 公共开关型

为了保持高效率，又尽量减少器件的使用数量，在不对称半桥型的基础上进行改进得到公共开关型功率变换器［14－15］，如图2所示。公共开关型功率变换器最主要的特点是有一个公共开关T0。以A相为例，当T0和T1同时闭合时，A相导通;T1断开，T0导通时，绕组A与D1和T0形成通路电流自由衰减;当T0和T1同时断开时，绕组A经过D1和D0回馈能量至电源。

公共开关型功率变换器几乎保留了桥式电路的优点，但作为公共开关的功率开关管，流经各相电流，其功率大，容易损坏。另外，当转速较高时，导通区域发生重叠，使得公共开关持续开通，绕组无法通过二极管回馈能量，造成电流激增，转矩脉动变大。因此公共开关型功率变换器适用于小功率、低转速的SRM。

2 新型功率变换器

2.1 新型功率变换器简介

如今，不对称半桥型功率变换器是SRM功率变换器的标准。其控制模式灵活，稳定性高，然而其所需功率元件多、成本过高，限制了SRM的进一步应用。通过分析现有的功率变换器，本文设计了每相仅需一个功率开关管和一个功率二极管的新型功率变换器，如图3所示。

如图可以看出每一相绕组都由一个功率开关管控制，在绕组以及电感之间有一个功率二极管，用于提供绕组释放能量传输路径。绕组右侧由电阻、电感和电容组成串联谐振电路，当电路接近谐振时，电容电压会远远超过电源电压，提供较大的反向电压使绕组电流迅速下降。

2.2 运行原理

新型的功率变换器主要利用谐振电路的特点，来实现对绕组电流的有效控制。

对于任何含有电感和电容而不含独立源的二端网络，在一定频率下，端口电压与端口电流相位相同，即电路呈现电阻性，这种工作状态称作谐振［15－16］。谐振条件为

式中ω0－串联谐振电路的谐振角频率;f0－谐振频率。

谐振时各元件的电压向量为

式中Q－谐振电路的品质因数;U－电源电压。

如图4所示，当电路频率ω＜ω0时，电容电压始终大于电源电压，当ω接近ω0产生谐振时，电感和电容电压有效值为UL=UC=QU，当Q≫1时，电容的电压会远远超过电源电压。当续流时，加在绕组两端的反向电压绝对值为QU≫U，而传统的不对称半桥型功率变换器绕组两端的续流电压绝对值为U，其续流电流对比图如图5所示(采用的是6/4极，240V开关磁阻电机，在导通角为45°关断角75°，转速n=5 000 r/min时的仿真曲线)。可以看出新型功率变换器的续流时间较短，较高的反向电压加快了绕组的放电过程，当PWM占空比较大时，快速的放电过程有利于消除续流时间过长导致的转矩死区，并减少负转矩的产生降低转矩脉动。续流的加快使得系统在不产生负转矩的情况下绕组可以相对增加关断角，从而延长相绕组电流维持最大的时间，增加了系统的输出功率，提高运转效率。

新型功率变换器共有四种运行模式，如图6所示。本文主要以A相绕组为例简要介绍新型功率变换器的四种运行模式:

当θ≥θon时，T1闭合，绕组A得电，电流上升，如图6(a)所示。

当θ=θoff时，T1关断，绕组A通过功率二极管给电容迅速充电，电容两端电压迅速升高，提高A点电位，如图6(b)所示。

当θ＞θoff时，绕组A通过功率二极管使电阻消耗绕组中剩余能量，较大的反向电压使绕组电流迅速降低，如图6(c)所示。

当绕组电流下降至0时，功率二极管关断，电容中剩余能量回馈电源，如图6(d)所示。

当初始条件绕组电流为0时，各模式的数学表达式如下所示，电流电压在图6(a)中标注，电流标注方向为正:

1)UA=U;I=IA在运行期间，由于电感在电路中缓冲电流变化，电感中还有剩余电流回馈电源，总电流I=IA－IRL，其中IRL为电感中剩余缓冲电流。

2.3 元件选取标准

通过功率变换器的运行原理可知，新型功率变换器主要由串联谐振电路构成。根据SRM的工作原理可知，各个绕组依次供电形成一个与转速成正比的通电频率为谐振的形成提供基础。其中一相绕组的通电频率为

式中Nr－转子齿数;n－转速。

由电机的额定转速和电机参数计算出绕组通电频率，即谐振电路通电频率f0。为达到良好的运行状态，令绕组通电频率f公式略小于谐振频率f0，根据式(3)和式(7)计算所需的电感及电容规格。

3 仿真及结果分析

为更直观观测功率变换器的性能，本系统采用直流斩波控制最大电流200A，并且轻载运行。电机本体利用MATLAB/Simulink模块建立，选用6/4极，240V开关磁阻电机。功率变换器环节直接采用SimPowerSystems模块搭建。各功率变换器开关器件统一采用绝缘栅双极晶体管(Insulated－Gate Bipolar Transistor，IGBT)。新型功率变换器参数设置如下:电阻R为10Ω，电感L为1e－4H，电容C为1e－4F，其控制图如图7所示。

图8－图10分别显示了不对称半桥型(图8)、公共开关型(图9)以及新型功率变化器(图10)在本系统中搭载运行，启动到0.4s时转矩、相电流、速度的仿真图形，其中导通角θon=35°，关断角 θoff=75°。

根据各仿真结果图可以看出，使用不对称半桥型功率变换器，转矩脉动幅值47.43 N·m(7.113 N·m —54.54 N·m)，转矩平均值为25.31 N·m，转矩脉动为1.87(转矩脉动=转矩脉动幅值/转矩平均值)。转矩脉动较小，电流波形稳定，但此变换器每一相都需要两个开关管控制，成本较高。

当使用公共开关型功率变换器时，转矩脉动幅值168.2 N·m(－41.24 N·m—126.9 N·m)，转矩平均值41.03 N·m，转矩脉动为4.10，转矩脉动较大且电流波形不稳定，容易产生较大噪声。在运行过程中可以看出产生负转矩，使得整个系统的效率降低。虽然公共开关型功率变换器使用较少的功率开关节约成本，但性能较弱。

使用新型功率变换器时，转矩脉动幅值36.5 N·m(18.29 N·m—36.93 N·m)，转矩平均值36.93 N·m，转矩脉动为 0.99，转矩脉动小，电流波形较为稳定。根据图11可以看出，相同的仿真时间，新型功率变换器提速最快，效率较高。

根据仿真结果，各功率变换器主要性能对比如表1所示。

表1功率变换器性能对比表Tab.1 Performance comparison of each converter

根据表格可以看出，新型功率变换器使用最少的功率开关管，使开关磁阻电机转矩脉动最小，电流稳定性高，并且提高了效率。

4 结论

新型功率变换器转矩脉动较小，电流稳定，效率高，并且所需的功率管个数最少，达到了高效节能目的。

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